【技術分野】

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【背景技術】

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【発明の概要】

例えば、ＭＩＭＯ ４ｘ４システム（すなわち、４つの送信アンテナ及び４つの受信アンテナ）、１０ＭＨｚ帯域幅、１６−ＱＡＭ変調速度３／４（３ｂｐｓ／Ｈｚの周波数利用効率が得られる）による及び前進型誤信号訂正（ＦＥＣ）符号化）では、あらゆるユーザに対して物理層で達成可能な理想的なピークデータ転送速度は、４ｘ３０Ｍｂｐｓ＝１２０Ｍｂｐｓであり、これは、高解像度映像コンテンツ（〜１０Ｍｂｐｓのみを必要とすると考えられる）を配信するのに必要とされるピークデータ転送速度より遥かに高い。理想的なシナリオ（すなわち、独立同分布、ｉ．ｉ．ｄ．チャンネル）において４つの送信アンテナ、４人のユーザ、及びユーザ当たりに単一のアンテナを有するＭＵ−ＭＩＭＯシステムでは、ダウンリンクデータ転送速度は、４人のユーザにわたって共用することができ、チャンネル空間ダイバーシティを利用してユーザに４つの並行した３０Ｍｂｐｓのデータリンクを作成することができる。例えば、３ＧＰＰ、「ＵＴＲＡにおける多重入力多重出力」、３ＧＰＰ ＴＲ ２５．８７６ Ｖ７．０．０、２００７年３月、３ＧＰＰ、「ベース物理チャンネル及び変調」、ＴＳ ３６．２１１、Ｖ８．７．０、２００９年５月、及び３ＧＰＰ、「多重化及びチャンネル符号化」、ＴＳ ３６．２１２、Ｖ８．７．０、２００９５月に説明されているように、異なるＭＵ−ＭＩＭＯ方式が、ＬＴＥ規格の一部として提案されている。しかし、これらの方式は、ＤＬにおいて、４つの送信アンテナでデータ転送速度は最大２倍までの改善しか得ることができない。ＡｒｒａｙＣｏｍｍ（例えば、ＡｒｒａｙＣｏｍｍ、「フィールド確証結果」、ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｒｒａｙｃｏｍｍ．ｃｏｍ／ｓｅｒｖｅ．ｐｈｐ？ｐａｇｅ＝ｐｒｏｏｆを参照されたい）のような会社による標準的かつ固有開発のセルラーシステム内のＭＵ−ＭＩＭＯ法の実際的な例では、空間分割多重アクセス（ＳＤＭＡ）を通じてＤＬデータ転送速度は最大３倍までの増大が得られている（４つの送信アンテナで）。携帯電話ネットワークにおけるＭＵ−ＭＩＭＯ方式の重要な限界は、送信側での空間ダイバーシティの欠如である。空間ダイバーシティは、アンテナ間隔の関数及び無線リンクにおける多経路角度広がりである。ＭＵ−ＭＩＭＯ法を使用するセルラーシステムでは、基地局での送信アンテナは、典型的には、共にクラスター化され、かつアンテナ支持物構造体（「塔」と本明細書で呼ぶ、物理的に高いか否かに関わらず）上の限られた土地建物のために、及び塔を位置付けることができる場所に関する制限のために１つ又は２つの波長のみを隔てて設けられる。更に、多経路角度広がりは低く、その理由は、携帯電波塔が、典型的には、受信可能範囲の拡大が得られるように障害物よりもかなり高い所で設けられているからである（１０メートル又はそれよりも高く）。 セルラーシステム配置による他の実際的な問題には、セルラーアンテナロケーションに関するロケーションの過剰な経費及び限られた利用可能性（例えば、アンテナ配置、土地建物費、物理的障害物などに関する地方自治体の制限のために）、並びに送信機とのネットワーク接続性のコスト及び／又は利用可能性（「バックホール」と本明細書で呼ぶ）がある。更に、セルラーシステムは、壁、天井、床、備品、及び他の妨害物による損失のために建物の奥にあるクライアントに到達することが困難であることが多い。 実際、広域ネットワーク無線のためのセル構造の全体的な概念は、携帯電波塔のかなり強固な配置、隣接したセル間の周波数の交替、及び同じ周波数を使用している送信機（基地局又はユーザ）間の干渉を回避するように頻繁なセクター化を前提とする。その結果、所定のセルの所定のセクターは、結局セルセクター内のユーザの全ての間のＵＬ及びＤＬスペクトルのブロックの共用に終わり、セルセクターは、次に、主として時間領域においてこれらのユーザ間で共用される。例えば、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）及び符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）に基づくセルラーシステムは、両方とも、時間領域においてユーザ間にスペクトルを共用する。セクター化でこのようなセルラーシステムを重ね合わせることにより、恐らくは、２〜３倍の空間領域利点をもたらすことができる。次に、上述したようなＭＵ−ＭＩＭＯシステムとこのようなセルラーシステムを重ね合わせることにより、恐らくは、更に２〜３倍の時空間領域の利点をもたらすことができる。しかし、セルラーシステムのセル及びセクターが典型的には塔をどこに設けることができるかにより指定されることが多い固定ロケーションにあることを考慮すると、このような限られた利点でさえも所定の時間のユーザ密度（又はデータ転送速度要求）は、塔／セクター配置の良好に適合しなかった場合は利用し難くなる。携帯スマートフォンユーザは、今日、この影響力を受けることが多く、ユーザは、全くトラブルなく電話で話しているか、又はウェブページをダウンロードしている可能性があり、次に、新しいロケーションに車で（又は歩いて）移動した後に声質が落ちたり、又はウェブページの速度が落ちたり、又は完全に接続を失うことさえ突然に目の当たりにすることになる。しかし、日が変わると、ユーザは、各々のロケーションで正反対のことが発生する可能性がある。環境条件が同じであると仮定し、ユーザが恐らく体験しているのは、ユーザ密度（又はデータ転送速度要求）が非常に変化することである。しかし、所定のロケーションでユーザ間で共用すべき利用可能な全スペクトル（及びそれによって従来技術を使用して全データ転送速度）は、主に固定である。 更に、従来技術のセルラーシステムは、異なる隣接したセルにおいて異なる周波数、典型的には３つの異なる周波数を使用することに依存する。所定の量のスペクトルに対して、それによって利用可能なデータ転送速度が３倍低減される。 従って、要約すると、従来技術のセルラーシステムは、セル化のためにスペクトル利用の恐らく３倍を失う可能性があり、かつセクター化を通じて恐らく３倍、ＭＵ−ＭＩＭＯ法を通じて恐らく更に３倍スペクトル利用を改善することができ、結果として正味３^*３／３＝３倍の潜在的なスペクトル利用になる。次に、その帯域幅は、ユーザが所定の時間にどのセルのどのセクターに該当するかに基づいて典型的には時間領域においてユーザ間に分割される。所定のユーザのデータ転送速度要求が典型的にユーザのロケーションとは独立しているために生じる更に別の非効率さえ存在するが、利用可能なデータ転送速度は、ユーザと基地局の間のリンク品質に基づいて変動する。例えば、セルラー基地局から遠いユーザは、典型的に、利用可能なデータ転送速度が基地局に近いユーザよりも少なくなる。データ転送速度は、典型的に所定のセルラーセクター内のユーザの全ての間で共用されるので、この結果、全てのユーザは、不良なリンク品質（例えば、セルの端での）で遠くのユーザからの高いデータ転送速度要求の影響を受け、その理由は、このようなユーザは、依然として同量のデータ転送速度を依然として要求することになり、しかも、同量のデータ転送速度を得るためで共用スペクトルのより多くの量を消費していることになるからである。 ＷｉＦｉ（例えば、８０２．１１ｂ、ｇ、及びｎ）によって使用されるもの及びホワイトスペース連合により提案されたもののような他の提案されたスペクトル共用システムは、スペクトル共用が非常に非効率的であり、その理由は、ユーザの範囲で基地局による同時送信により結果として干渉が発生し、従って、システムは、衝突防止及び共用プロトコルを利用しているからである。これらのスペクトル共用プロトコルは、時間領域内にあり、従って、多くの干渉中の基地局及びユーザが存在する時に、各基地局自体のスペクトル利用がどのように効率的であろうとも、集合的に、基地局は、互いの間のスペクトルの時間領域共用に限定される。他の従来技術のスペクトル共用システムも、同様に、基地局間の干渉を緩和する類似の方法に依存する（塔上のアンテナを有するセルラー基地局又は小規模基地局（ＷｉＦｉアクセスポイント（ＡＰ）のような）である場合）。これらの方法には、干渉の範囲を制限するように行う基地局からの送信電力の制限、干渉エリアを狭域化するビームパルスフォーミング（合成又は物理手段を通じて）、スペクトルの時間領域多重化、及び／又はユーザデバイス、基地局、又は両方の上の複数のクラスター化されたアンテナによるＭＵ−ＭＩＭＯ法がある。すでにあるか又は今日計画されている高度の携帯電話ネットワークの場合には、これらの技術の多くは、一度に使用されることが多い。 しかし、高度のセルラーシステムでさえも、スペクトルを利用する単一のユーザと比較するとスペクトル利用を約３倍しか増加させることはできないことによって明らかであることは、これらの技術の全ては、受信可能範囲の所定のエリアに向けて共用ユーザ間に総データ転送速度を増大させるのに殆ど役に立っていないという点である。特に、所定のカバレージエリアがユーザの観点から拡大する時に、ユーザの成長と足並みをそろえるために、所定の量のスペクトル内の利用可能なデータ転送速度を拡大することが益々困難になる。例えば、セルラーシステムに関して所定のエリア内の総データ転送速度を増大させるために、典型的には、セルは、より小さいセル（ナノセル又はフェムトセルということが多い）に小分けされる。このような小セルは、「不感帯」が最小限の受信可能範囲をもたらし、更には、同じ周波数を使用する近くのセル間の干渉を回避するように塔を設定することができるロケーションに関する制限、及び塔を公平に構成されたパターンで配置すべきである要件を考慮すると極めて高価になる可能性がある。本質的に、カバレージエリアを細かく計画しなければならず、塔又は基地局を設ける利用可能なロケーションを識別しなければならず、次に、これらの制約を前提として、セルラーシステムの設計者は、自分たちが可能な最良のもので間に合わせなければならない。言うまでもなく、ユーザデータ転送速度要求が時間と共に増大することは、セルラーシステムの設計者は、カバレージエリアを再びリマップし、塔又は基地局のロケーションを見つけるように努め、かつもう一度状況の制約に対処すべきである。非常に多くの場合に、単に良好な解決法がなく、結果として、不感帯が発生するか、又はカバレージエリア内の総データ転送速度容量が不適切になる。換言すると、同じ周波数を利用する塔又は基地局間の干渉を回避するセルラーシステムの強固な物理配置要件により、セルラーシステム設計において有意な問題点及び制約が生じ、これらの要件は、多くの場合にユーザデータ転送速度及び受信可能範囲要件を満たすことができない。 いわゆる従来技術の「協調」無線システム及び「認識」無線システムは、互いの干渉を最小にすることができるように、及び／又はチャンネルが空くまで待つように、他のスペクトルの使用がないか潜在的に「耳を澄ます」ことができるように無線内で知的アルゴリズムを使用することによって所定のエリア内のスペクトル利用を増大にしようとする。このようなスペクトルのスペクトル利用を増大させるように未認可スペクトルで特に使用されるようなシステムが提案されている。 モバイルアドホックネットワーク（ＭＡＮＥＴ）（ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｍｏｂｉｌｅ＿ａｄ＿ｈｏｃ＿ｎｅｔｗｏｒｋを参照されたい）は、ピアツーピア通信をもたらすことを目的とした協調自己構成型ネットワークの例であり、かつ携帯電話インフラなしで無線間の通信を確立するのに使用することができ、十分に低電力の通信で、互いの範囲外にある同時送信間の干渉を潜在的に緩和することができる。非常に多くの経路指定プロトコルがＭＡＮＥＴシステムに向けて提案されて実行されたが（広範囲にわたるクラスの何十もの経路指定プロトコルのリストに対して、ｈｔｔｐ：／／ｅｎ．ｗｉｋｉｐｅｄｉａ．ｏｒｇ／ｗｉｋｉ／Ｌｉｓｔ＿ｏｆ＿ａｄ−ｈｏｃ＿ｒｏｕｔｉｎｇ＿ｐｒｏｔｏｃｏｌｓを参照されたい）、経路指定プロトコル間の共通のテーマは、それらが所定の効率又は信頼性パラダイムという目標に向けて利用可能なスペクトル内の送信機干渉を最小にするように送信を経路指定する（例えば、繰り返す）全ての技術であることである。 従来技術のマルチユーザ無線システムの全ては、基地局及び複数のユーザ間の同時のスペクトル利用を可能にする技術を利用することによって所定のカバレージエリア内のスペクトル利用を改善しようとする。特に、これらの場合の全てにおいて，基地局及び複数のユーザ間の同時のスペクトル利用に利用される技術は、複数のユーザに対する波形間の干渉を緩和することによって複数のユーザによる同時スペクトル使用をもたらす。例えば、３人のうちの１人に送信するために各々異なる周波数を使用する３つの基地局の場合には、干渉は、３つの送信が３つの異なる周波数であるので緩和される。３つの異なるユーザへの基地局からのセクター化の場合に、基地局に対して各々１８０°間隔で干渉は緩和され、その理由は、ビームパルスフォーミングにより、３つの送信がユーザで重なり合うのが防止されるからである。 このような技術がＭＵ−ＭＩＭＯで増大され、かつ例えば各基地局が４つのアンテナを有する時に、これは、所定のカバレージエリア内のユーザに対して４つの非干渉空間チャンネルを作成することによって４倍ダウンリンク収量を増大させる可能性があるが、依然として何らかの技術を利用し、異なる受信可能範囲エリア内の複数のユーザに対する複数の同時送信間の干渉を緩和すべきであることが該当する。 上述のように、このような従来技術（例えば、セル化、セクター化）には、典型的にマルチユーザ無線システムの経費及び／又は配置柔軟性の増大が問題点としてあるのみならず、典型的に所定のカバレージエリア内の総収量の物理的又は実際的な制限が問題点として存在する。例えば、セルラーシステムには、小セル化を行うために基地局の配置数を増すのに十分な利用可能なロケーションがない場合がある。ＭＵ−ＭＩＭＯシステムは、各基地局ロケーションでのクラスター化されたアンテナの間隔を考慮すると、限られた空間ダイバーシティにより、基地局に増設されるアンテナが増加する時に収量の収益が漸近的に減少する。 更に、ユーザ位置及び密度が予想できないマルチユーザ無線システムの場合に、限られた空間ダイバーシティにより、収量が予想できず（周波数の急激な変化で）、これは、ユーザには不便であり、一部の用途（例えば、予想可能な収量を必要とするサービスの配信）が非実用的又は低品質になる。従って、従来技術のマルチユーザ無線システムには、ユーザに予想可能な及び／又は高品質のサービスを提供する機能の観点からまだ不満な点が多い。 時間と共に従来技術のマルチユーザ無線システムに向けて開発された驚異的な強化及び複雑性にも関わらず、送信が、異なる基地局（又はアドホック送受信機）に配信され、かつ異なる基地局及び／又は異なるアドホック送受信機からのＲＦ波形伝送特定のユーザの受信機で互いに干渉するのを回避するように構成及び／又は制御されるという共通のテーマが存在する。 あるいは、別の言い方をすると、ユーザが偶然に同時に１つよりも多い基地局又はアドホック送受信機から送信を受信したとすると、複数の同時送信からの干渉により、ユーザへの信号のＳＮＲ及び／又は帯域幅の低減が発生することになり、その結果、十分に厳しい場合には、十分に厳しくない場合にユーザによって受信されていたと思われる潜在的なデータ（又はアナログ情報）の全て又は一部の損失が発生することになる。 従って、マルチユーザ無線システムは、１つ又はそれよりも多くのスペクトル共用手法又は別のスペクトル共用手法を利用して同時に同じ周波数で送信する複数の基地局又はアドホック送受信機からのユーザへのこのような干渉を回避又は緩和することが必要である。基地局の物理的位置（例えば、セル化）の制御、基地局及び／又はアドホック送受信機の電力出力の制限（例えば、送信範囲の制限）、ビームパルスフォーミング／セクター化、及び時間領域多重化を含むこのような干渉を回避する従来技術の手法は非常に多い。すなわち、これらのスペクトル共用システムの全ては、同時に同じ周波数で送信する複数の基地局及び／又はアドホック送受信機が同じユーザによって受信した時に得られる干渉により影響を受けたユーザに対するデータ収量が低減又は破壊されるマルチユーザ無線システムの限界に対処しようとする。マルチユーザ無線システム内のユーザの殆ど又は全てが複数の基地局及び／又はアドホック送受信機からの干渉を受けた（例えば、マルチユーザ無線システムの構成要素の誤作動の場合）場合に、マルチユーザ無線システムの総収量が激減するか又は機能しなくなる状況が発生する可能性がある。 従来技術のマルチユーザ無線システムは、複雑性を追加し、かつ無線ネットワークへの制限を招き、従って、多くの場合に、所定のユーザの体験（例えば、利用可能な帯域、待ち時間、予想性、信頼性）がエリア内の他のユーザによるスペクトルの利用により影響を受ける状況が発生する。複数のユーザによって共用される無線スペクトル内の総帯域幅に対する増加する要求、及び所定のユーザに向けてマルチユーザ無線ネットワーク信頼性、予想性、及び低い待ち時間に依存する可能性がある用途の増加する成長を考慮すると、従来技術のマルチユーザ無線技術には多くの制限が問題点としてあることが明らかである。実際、所定のタイプの無線通信（例えば、建物壁を通過する際に効率的である波長での）に適するスペクトルの限られた利用可能性のために、従来技術の無線技術は、信頼性が高くて、予想可能で、待ち時間が短い帯域幅に対する需要の増大を満たすには不十分であることが該当する可能性がある。

本発明に関連する従来技術では、マルチユーザシナリオにおいてヌルステアリングのためのビームパルスフォーミングシステム及び方法が説明されている。ビームパルスフォーミングは、本来は、アレイのアンテナに供給される信号の位相及び／又は振幅を動的に調整することによって（すなわち、ビームパルスフォーミング重み）、受信信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を最大にし、従って、ユーザ方向に向けてエネルギが集中されるように考えられている。マルチユーザシナリオでは、ビームパルスフォーミングを使用し、干渉発生源を抑止して信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）を最大にすることができる。例えば、ビームパルスフォーミングが無線リンクの受信機に使用される時に、重みは、干渉発生源の方向にヌルを生じるように計算される。ビームパルスフォーミングがマルチユーザダウンリンクシナリオで送信機に使用される時に、重みは、ユーザ間干渉を事前に相殺してあらゆるユーザに対してＳＩＮＲを最大にするように計算される。ＢＤ事前符号化マルチユーザシステムの代替技術では、事前符号化重みを計算してダウンリンクブロードキャストチャンネル内の収量を最大にする。引用により本明細書に組み込まれている現在特許出願中の出願は、上述の技術を説明している（特定の引用に対して現在特許出願中の出願を参照されたい）。 図面に関連の以下の詳細説明から本発明をより深く理解することができる。

【先行技術文献】

【図面の簡単な説明】

【0050】

【図1】本発明の一実施形態において隣接ＤＩＤＯクラスターによって取り囲まれた主なＤＩＤＯクラスターを示す図である。

【図2】本発明の一実施形態に使用される周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）法を示す図である。

【図3】本発明の一実施形態に使用される時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）法を示す図である。

【図4】本発明の一実施形態において対処される異なるタイプの干渉ゾーンを示す図である。

【図5】本発明の一実施形態に使用されるフレームワークを示す図である。

【図6】干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対してＳＩＲ＝１０ｄＢを仮定してＳＮＲの関数としてのＳＥＲを示すグラフである。

【図7】２つのＩＤＣＩ符号化法から導出されたＳＥＲを示すグラフである。

【図8】ターゲットクライアントが主ＤＩＤＯクラスターから干渉しているクラスターまで移動する例示的なシナリオを示す図である。

【図9】距離（Ｄ）の関数としての信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）を示す図である。

【図10】平坦フェーディング狭帯域チャンネルにおける４ＱＡＭ変調の３つのシナリオの符号誤り率（ＳＥＲ）性能を示す図である。

【図11】本発明の一実施形態によるＩＤＣＩ符号化の方法を示す図である。

【図12】一実施形態における主ＤＩＤＯクラスターの中心からのクライアントの距離の関数としてのＳＩＮＲ変動を示す図である。

【図13】ＳＥＲが４−ＱＡＭ変調に向けて導出される一実施形態を示す図である。

【図14】有限状態機械がハンドオフアルゴリズムを実行する本発明の一実施形態を示す図である。

【図15】シャドーイングが存在する場合のハンドオフ戦略の一実施形態を示す図である。

【図16】図１４においていずれか２つの状態間で切り換わる時のヒステリシスループ機構を示す図である。

【図17】電力制御を伴うＤＩＤＯシステムの一実施形態を示す図である。

【図18】異なるシナリオにおいて４つのＤＩＤＯ送信アンテナ及び４台のクライアントを仮定するＳＮＲ対ＳＥＲを示す図である。

【図19】本発明の一実施形態による送信電力の異なる値に対してＲＦ放射線源からの距離の関数としてのＭＰＥ電力密度を示す図である。

【図20a】低電力ＤＩＤＯ分散型アンテナの分布を示す図である。

【図20b】高電力ＤＩＤＯ分散型アンテナの分布を示す図である。

【図21a】図２０ａの構成に対応する電力分布を示す図である。

【図21b】図２０ｂの構成に対応する電力分布を示す図である。

【図22a】図２０ａに示すシナリオに関する速度分布を示す図である。

【図22b】図２０ｂに示すシナリオに関する速度分布を示す図である。

【図23】電力制御を伴うＤＩＤＯシステムの一実施形態を示す図である。

【図24】データを送信するラウンドロビンスケジューリングポリシーに従って全てのアンテナ群にわたって反復する方法の実施形態を示す図である。

【図25】米国特許第７，６３６，３８１号明細書における従来の固有モード選択に対するアンテナグループ分けによる電力制御の未符号化ＳＥＲ性能の比較を示す図である。

【図26a】ＢＤ符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアント間の無線リンクにわたる異なる出力レベルに適合するように動的に符号化重みを調整するシナリオを示す図である。

【図26b】ＢＤ符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアント間の無線リンクにわたる異なる出力レベルに適合するように動的に符号化重みを調整するシナリオを示す図である。

【図26c】ＢＤ符号化がＤＩＤＯアンテナとクライアント間の無線リンクにわたる異なる出力レベルに適合するように動的に符号化重みを調整するシナリオを示す図である。

【図27】ＤＩＤＯ２ｘ２システムに関する遅延領域又は瞬間的なＰＤＰ（上側プロット）及び周波数領域（下側プロット）にわたる低周波数選択チャンネル（β＝１を仮定）の振幅を示す図である。

【図28】クライアント当たり１つのアンテナによるＤＩＤＯ２ｘ２に関するチャンネル行列周波数応答の一実施形態を示す図である。

【図29】高い周波数選択度（例えば、β＝０．１で）を特徴とするチャンネルのためのクライアント当たりに１つのアンテナによるＤＩＤＯ２ｘ２に関するチャンネル行列周波数応答の一実施形態を示す図である。

【図30】異なるＱＡＭ方式（すなわち、４−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）の例示的なＳＥＲを示す図である。

【図31】リンクアダプテーション（ＬＡ）法を実行する方法の実施形態を示す図である。

【図32】リンクアダプテーション（ＬＡ）法の一実施形態のＳＥＲ性能を示す図である。

【図33】Ｎ_FFT＝６４及びＬ₀＝８でのＤＩＤＯ２ｘ２システムに関するＯＦＤＭトーン指数の関数としての方程式（２８）での行列の入力を示す図である。

【図34】Ｌ₀＝８、Ｍ＝Ｎ_t＝２送信アンテナ、及びＰの可変的な数に対するＳＥＲ対ＳＮＲを示す図である。

【図35】異なるＤＩＤＯオーダー及びＬ₀＝１６に対する補間法の一実施形態のＳＥＲ性能を示す図である。

【図36】スーパークラスター、ＤＩＤＯクラスター、及びユーザクラスターを使用するシステムの一実施形態を示す図である。

【図37】本発明の一実施形態によるユーザクラスターを有するシステムを示す図である。

【図38a】本発明の一実施形態に使用されるリンク品質メトリック閾値を示す図である。

【図38b】本発明の一実施形態に使用されるリンク品質メトリック閾値を示す図である。

【図39】ユーザクラスターを確立するリンク品質行列の例を示す図である。

【図40】ユーザクラスターを確立するリンク品質行列の例を示す図である。

【図41】ユーザクラスターを確立するリンク品質行列の例を示す図である。

【図42】クライアントが異なるＤＩＤＯクラスターを横断する実施形態を示す図である。

【発明を実施するための形態】

以前の従来技術の制限の多くを克服する１つの解決法は、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）技術の実施形態である。ＤＩＤＯ技術は、以下の特許及び特許出願に説明されており、その全ては、本特許の本出願人に譲渡され、かつ引用により組み込まれている。これらの特許及び出願は、時には集合的に「関連特許及び出願」と本明細書で呼ぶ。

２０１０年６月１６日出願の「干渉管理、ハンドオフ、電力制御、及び分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）通信システム内のリンクアダプテーション」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書。

２０１０年６月１６日出願の「信号強度測定値に基づいてＤＩＤＯ干渉相殺を調整するシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７６号明細書。

２０１０年６月１６日出願の「複数のＤＩＤＯクラスターを横断するクライアントのクラスター間ハンドオフを管理するシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７４号明細書。

２０１０年６月１６日出願の「クライアントの検出された速度に基づいて異なる分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）ネットワーク間のクライアントハンドオフを管理するシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８９号明細書。

２０１０年６月１６日出願の「分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）ネットワーク内の電力制御及びアンテナグループ分けのシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９５８号明細書。

２０１０年６月１６日出願の「ＤＩＤＯマルチキャリアシステム内のリンクアダプテーションのシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９７５号明細書。

２０１０年６月１６日出願の「マルチキャリアシステム内のＤＩＤＯ事前符号化補間のシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９３８号明細書。

２００９年１２月３日出願の「分散型アンテナ無線通信のシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書。

２００９年１０月６日に付与された２００７年８月２０日出願の「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」という名称の米国特許第７，５９９，４２０号明細書。

２００９年１２月１５日に付与された２００７年８月２０日出願の「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」という名称の米国特許第７，６３３，９９４号明細書。

２００９年１２月２２日に付与された２００７年８月２０日出願の「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」という名称の米国特許第７，６３６，３８１号明細書。

２００８年６月２０日出願の「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書。

２００５年１０月２１日出願の「空間多重化対流圏散乱通信のシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１１／２５６，４７８号明細書。

２００８年８月２６日に付与された２００４年７月３０日出願の「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」という名称の米国特許第７，４１８，０５３号明細書。

２００４年４月２日出願の「空時符号化を使用して近垂直入射電離層波（「ＮＶＩＳ」）通信を強化するシステム及び方法」という名称の米国特許出願出願番号第１０／８１７，７３１号明細書。

本特許出願のサイズ及び複雑性を低減するために、関連特許及び出願の一部の開示を以下では明示的に説明してはいない。本発明の開示の完全な詳細説明に対しては関連特許及び出願を参照されたい。

尚、以下の節Ｉ（関連出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書からの開示）では、本出願の本出願人に譲渡された従来技術の参考文献及び先行出願を指す固有の１組の巻末の注を利用している。巻末の注の出典は、節Ｉの終わり（節ＩＩの見出しの直前）に説明されている。節ＩＩで使用する出典は、たとえ、これらの数字による識別が異なる参考文献（節ＩＩの終わりに記載）を識別するとしても、その出典に対して、節Ｉに使用された数字による識別と重なる数字による識別を有する場合がある。従って、所定の数字による識別により識別される参考文献を数字による識別が使用される節内で識別することができる。

Ｉ．関連出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書からの開示
１．クラスター間干渉を除去する方法
ゼロＲＦエネルギを有する空間にロケーションを作成するために複数の分散型送信アンテナを使用する無線高周波（ＲＦ）通信システム及び方法を以下に説明する。Ｍ個の送信アンテナを使用する時に、所定のロケーションにおいてゼロＲＦエネルギの（Ｍ−１）個までの点を作成することができる。本発明の一実施形態において、ゼロＲＦエネルギの点は、無線デバイスであり、送信アンテナは、送信機と受信機間のチャンネル状態情報（ＣＳＩ）を認識している。一実施形態において、ＣＳＩは、受信機で計算されて送信機にフィードバックされる。別の実施形態において、ＣＳＩは、チャンネル相互関係が利用されると仮定して受信機からトレーニングを通じて送信機で計算される。送信機は、ＣＳＩを利用し、同時に送信される干渉信号を決定することができる。一実施形態において、ブロック対角化（ＢＤ）事前符号化が、ゼロＲＦエネルギの点を生成するために送信アンテナに使用される。

本明細書に説明するシステム及び方法は、上述の従来の受信／送信ビームフォーミング法と異なっている。実際には、受信ビームフォーミングでは、受信側で干渉を抑止するために重みを計算し（ヌルステアリングを通じて）、一方、本明細書に説明する本発明の一部の実施形態は、結果として「ゼロＲＦエネルギ」を有する空間内の１つ又は複数のロケーションが得られる干渉パターンを作成するために送信側で重みを適用する。それぞれ、あらゆるユーザに対する信号品質（又はＳＩＮＲ）又はダウンリンク収量を最大にするように設計された従来の伝送ビームパルスフォーミング又はＢＤ事前符号化と異なり、本明細書に説明するシステム及び方法は、所定の状況下で及び／又は所定の送信機からの信号品質を最小にし、従って、ゼロＲＦエネルギの点がクライアントデバイス（時には「ユーザ」と本明細書で呼ぶ）で作成される。更に、分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）システム（本発明者の関連特許及び出願に説明）という関連では、空間内に分散された送信アンテナにより、異なるユーザに対して複数のゼロＲＦエネルギの点及び／又は最大ＳＩＮＲを作成するために利用することができる自由度の拡大（すなわち、チャンネル空間ダイバーシティの拡大）が得られる。例えば、Ｍ個の送信アンテナで、ＲＦエネルギの（Ｍ−１）個までの点を作成することができ、これとは対照的に、実際的なビームパルスフォーミング又はＢＤマルチユーザシステムは、典型的には送信側で、あらゆる数の送信アンテナＭが得られるように、無線リンク上で対処することができる同時のユーザの数を制限する密集したアンテナで設計される。

Ｋ＜Ｍで、Ｍ個の送信アンテナ及びＫ人のユーザを有するシステムを考える。送信機はＭ個の送信アンテナとＫユーザの間にＣＳＩ（
）を認識していると仮定している。簡潔さを期すために、あらゆるユーザは、単一のアンテナが装備されたと仮定しているが、同じ方法をユーザ当たり複数の受信アンテナに拡張することができる。Ｋ人のユーザのロケーションでゼロＲＦエネルギを作成する事前符号化重み（
）を以下の条件を満たすために計算する。
ここで、
は、全てのゼロ入力によるベクトルであり、Ｈは、
としてＭ個の送信アンテナからＫユーザまでチャンネルベクトル（
）を結合することによって得られるチャンネル行列である。一実施形態において、チャンネル行列Ｈの特異値分解（ＳＶＤ）を計算し、事前符号化重みｗをＨのヌル部分空間（０個の単数値により識別）に対応する右特異ベクトルとして定義する。送信アンテナは、ｋ番目のユーザで受信される信号が
によって示すように、Ｋ人のユーザのロケーションでＫ個のゼロＲＦエネルギの点を作成しながら、ＲＦエネルギを送信するために先に定義した重みベクトルを使用し、ここで、
は、ｋ番目のユーザでの加法性白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）である。一実施形態において、チャンネル行列Ｈの特異値分解（ＳＶＤ）を計算し、事前符号化重みｗは、Ｈのヌル部分空間（０個単数値により識別）に対応する右特異ベクトルとして定義する。

別の実施形態において、無線システムは、ＤＩＤＯシステムであって、ゼロＲＦエネルギの点は、異なるＤＩＤＯカバレージエリア間にクライアントへの干渉を事前に相殺するために作成される。米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書において、以下を含むＤＩＤＯシステムが説明されている。
・ＤＩＤＯクライアント
・ＤＩＤＯ分散型アンテナ
・ＤＩＤＯ基地送受信機局（ＢＴＳ）
・ＤＩＤＯ基地局ネットワーク（ＢＳＮ）：
どのＢＴＳも、ＤＩＤＯクラスターという所定のカバレージエリアに検査を行う複数の分散型アンテナにＢＳＮを通じて接続される。本特許出願では、隣接ＤＩＤＯクラスター間の干渉を除去するためのシステム及び方法を説明する。図１に示すように、主ＤＩＤＯクラスターは、近傍クラスターからの干渉による影響を受けるクライアント（すなわち、マルチユーザＤＩＤＯシステムによってサービス提供されるユーザデバイス）（又はターゲットクライアント）にサービスを提供すると仮定している。

一実施形態において、近傍クラスターは、従来のセルラーシステムと類似の周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）法に従って異なる周波数で作動する。例えば、３の周波数再使用係数で、同じキャリア周波数は、図２に示すように３つのＤＩＤＯクラスター毎に繰り返される。図２では、異なるキャリア周波数は、Ｆ₁、Ｆ₂、及びＦ₃と識別される。この実施形態は一部の例に使用することができるが、この解決法により、周波数利用効率の減量が発生し、その理由は、利用可能なスペクトルが複数のサブバンドに分割され、ＤＩＤＯクラスターの部分集合のみが同じサブバンドにおいて作動するからである。更に、複雑なセル設計により異なる周波数に異なるＤＩＤＯクラスターを関連付ける必要があり、従って、干渉が防止される。従来技術のセルラーシステムと同様に、このようなセル設計では、同じ周波数を使用するクラスター間の干渉を回避するためにアンテナの所定の配置及び送信電力の制限が必要である。

別の実施形態において、近傍クラスターは、同じ周波数帯域であるが時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）法に従って異なる時間スロットで作動する。例えば、図３に示すように、ＤＩＤＯ送信は、図示のように、所定のクラスターに対しては時間スロットＴ₁、Ｔ₂、及びＴ₃においてのみ許可される。時間スロットは、異なるクラスターがラウンドロビン方針に従って予定されるように異なるクラスターに等しく割り当てられる。異なるクラスターが異なるデータ転送速度要件を特徴とする場合に（すなわち、受信可能範囲エリア当たりにクライアント数が少ない農村地帯内のクラスターに対して混雑した都市環境のクラスター）、異なる優先度が、データ転送速度要件が大きいほど多くの時間スロットが割り当てられているように異なるクラスターに割り当てられる。上述のようなＴＤＭＡを本発明の一実施形態に使用することができるが、ＴＤＭＡ手法では、異なるクラスターにわたって時間同期を必要とする場合があり、かつ結果として周波数利用効率低下になる場合があり、その理由は、干渉クラスターは、同時に同じ周波数を使用することができないからである。

一実施形態において、全ての近傍クラスターは、同じ周波数帯域において同時に送信し、干渉を回避するためにクラスターにわたって空間処理を使用する。この実施形態において、マルチクラスターＤＩＤＯシステムは、（ｉ）複数のクライアントに同じ周波数帯域内で同時非干渉データストリームを送信するために主クラスター内で従来のＤＩＤＯ事前符号化を使用し（例えば、米国特許第７，５９９，４２０号明細書、米国特許第７，６３３，９９４号明細書、米国特許第７，６３６，３８１号明細書、及び米国特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書を含む関連特許及び出願明細書に説明）、（ｉｉ）ターゲットクライアントのロケーションでゼロ高周波（ＲＦ）エネルギの点を作成することにより、図４において干渉ゾーン８０１０内にあるクライアントに対する干渉を回避するために、近傍クラスターにおいて干渉相殺でＤＩＤＯ事前符号化を使用するターゲットクライアントが干渉ゾーン４１０にある場合に、主クラスター４１１から、データストリームを含むＲＦの合計が干渉クラスター４１２〜４１３から単に主クラスターからのデータストリームを含むＲＦであることになるゼロＲＦエネルギを受け取る。従って、近傍クラスターは、干渉ゾーン内のターゲットクライアントが干渉を受けることなく同時に同じ周波数を利用することができる。

実用システムでは、ＤＩＤＯ事前符号化の性能は、チャンネル推定誤差又はドップラー効果（ＤＩＤＯ分散型アンテナで古いチャンネル状態情報が発生する）、マルチキャリアＤＩＤＯシステム内の相互変調歪（ＩＭＤ）、時間又は周波数オフセットのような異なるファクタによる影響を受けている場合がある。これらの影響の結果として、ゼロＲＦエネルギの点をもたらすことは非実用的である場合がある。しかし、干渉クラスターからのターゲットクライアントでのＲＦエネルギが主クラスターからのＲＦエネルギと比較して取るに足りない限り、ターゲットクライアントでの関連性能は、干渉による影響を受けない。例えば、１０^-6のターゲットビット誤り率（ＢＥＲ）をもたらすように前進型誤信号訂正（ＦＥＣ）符号化を使用し、４−ＱＡＭ衛星配置を復調するためにクライアントが２０ｄＢの信号対ノイズ比（ＳＮＲ）を必要とすると仮定する。干渉クラスターから受け取られたターゲットクライアントでのＲＦエネルギが主クラスターから受け取られたＲＦエネルギより２０ｄＢ下回る場合に、干渉は取るに足りないものであり、クライアントは、所定のＢＥＲターゲット内で無事にデータを復調することができる。従って、本明細書で使用する時に「ゼロＲＦエネルギ」という用語は、干渉ＲＦ信号からのＲＦエネルギがゼロであることを必ずしも意味するというわけではない。むしろ、ＲＦエネルギは、望ましいＲＦ信号が受信機で受信することができるように望ましいＲＦ信号のＲＦエネルギに対して十分に低いことを意味する。更に、望ましいＲＦエネルギに対する干渉ＲＦエネルギの所定の望ましい閾値を説明しているが、本発明の基本的な原理は、所定の閾値に限定されない。

図４に示すように異なるタイプの干渉ゾーン８０１０がある。例えば、「タイプＡ」領域（図４では文字「Ａ」により表示）は、１つの近傍クラスターのみからの干渉による影響を受けており、一方、「タイプＢ」領域（文字「Ｂ」により表示）は、２つ又は複数の近傍クラスターからの干渉に対応する。

図５は、本発明の一実施形態に使用されるフレームワークを示している。点はＤＩＤＯ分散型アンテナを示し、十字記号はＤＩＤＯクライアントを指し、矢印はＲＦエネルギの伝播の方向を示している。主クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、そのクラスター内のクライアントＭＣ５０１に事前符号化データ信号を送信する。同様に、干渉クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、従来のＤＩＤＯ事前符号化を通じてそのクラスター内のクライアントＩＣ５０２にサービスを提供する。緑色十字記号５０３は、干渉ゾーン内のターゲットクライアントＴＣ５０３を示している。主クラスター５１１内のＤＩＤＯアンテナは、従来のＤＩＤＯ事前符号化を通じてターゲットクライアント（黒色の矢印）に事前符号化データ信号を送信する。干渉クラスター５１２内のＤＩＤＯアンテナは、ターゲットクライアント５０３（緑色矢印）の方向に向けてゼロＲＦエネルギを作成するために事前符号化を使用する。

いずれかの干渉ゾーン４１０Ａ（図４のＢ）内のターゲットクライアントｋでの受信信号は、
（１）よって示されており、ここで、ｋ＝１、…，Ｋ、Ｋは干渉ゾーン８０１０Ａ、Ｂ内のクライアントの数であり、Ｕは主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントの数であり、Ｃは干渉ＤＩＤＯクラスター４１２〜４１３の数であり、
は、干渉クラスターｃ内のクライアントの数である。更に、クライアントデバイスでのＭ個の送信ＤＩＤＯアンテナ及びＮ個の受信アンテナを仮定し、
は、クライアントｋでの受信データストリームを含むベクトルであり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋへの送信データストリームのベクトルであり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｕへの送信データストリームのベクトルであり、
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｉへの送信データストリームのベクトルであり、
は、クライアントｋのＮ個の受信アンテナでの加法性白色ガウスノイズ（ＡＷＧＮ）のベクトルであり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋでのＮ個の受信アンテナへのＭ個の伝送ＤＩＤＯアンテナからのＤＩＤＯチャンネル行列であり、
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋのＮ個の受信アンテナへのＭ個の伝送ＤＩＤＯアンテナからのＤＩＤＯチャンネル行列であり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｋに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列であり、
は、主ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｕに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列であり、
は、ｃ番目の干渉ＤＩＤＯクラスター内のクライアントｉに対するＤＩＤＯ事前符号化重みの行列である。

表記を簡素化するために、かつ一般性を失わずに、全てのクライアントがＮ個の受信アンテナを装備し、あらゆるＤＩＤＯクラスターにおいてＭ個のＤＩＤＯ分散型アンテナがあり、
及び
と仮定する。Ｍがクラスター内の受信アンテナの総数より大きい場合に、余分の送信アンテナは、干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対して干渉を事前に相殺するために、又は米国特許第７，５９９，４２０号明細書、米国特許第７，６３３，９９４号明細書、米国特許第７，６３６，３８１号明細書、及び米国特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書を含む関連特許及び出願に説明されたダイバーシティ方式を通じて同じクラスター内のクライアントに対してリンク堅牢性を改善するのに使用される。

ＤＩＤＯ事前符号化重みは、同じＤＩＤＯクラスター内のクライアント間干渉を事前に相殺するために計算される。例えば、米国特許第７，５９９，４２０号明細書、米国特許第７，６３３，９９４号明細書、米国特許第７，６３６，３８１号明細書、及び米国特許出願出願番号第１２／１４３，５０３号明細書、及び［７］を含む関連特許及び出願に説明されたブロック対角化（ＢＤ）事前符号化を使用し、以下の条件が主クラスターにおいて満たされるようにクライアント間干渉を除去することができる（２）。
隣接ＤＩＤＯクラスター内の事前符号化重み行列は、以下の条件が満たされるように設計される（３）。
事前符号化行列
を計算するために、Ｍ個の送信アンテナからの干渉クラスター内の
クライアントまでの並びに干渉ゾーン内のクライアントｋまでのダウンリンクチャンネルが推定され、事前符号化行列が、干渉クラスター内のＤＩＤＯ ＢＴＳにより計算される。干渉クラスターにおいて事前符号化行列を計算するためにＢＤ方法が使用される場合に、以下の実効チャンネル行列が、近傍クラスター内のｉ番目のクライアントへの重みを計算するために構成される（４）。
ここで、
は、干渉クラスターｃに対してチャンネル行列
から得られる行列であり、ｉ番目のクライアントに対応する列が除去される。（１）に条件（２）及び（３）を代入し、ターゲットクライアントｋに対して受信したデータストリームを取得し、クラスター内及びクラスター間干渉が除去される（５）。
近傍クラスターにおいて計算された（１）内の事前符号化重み
は、干渉ゾーン内のターゲットクライアントへの干渉を事前に相殺しながら、それらのクラスター内の全てのクライアントに事前符号化データストリームを送信するように設計される。ターゲットクライアントは、その主クラスターからのみ事前符号化データを受信する。異なる実施形態において、同じデータストリームは、ダイバーシティ利得を取得するために、主なクラスター及び近傍クラスターからターゲットクライアントに送られる。この場合に、（５）内の信号モデルは、
（６）として表される。ここで、
は、ｃ番目のクラスター内のＤＩＤＯ送信機から干渉ゾーン内のターゲットクライアントｋまでのＤＩＤＯ事前符号化行列である。尚、（６）の方法は、近傍クラスターにわたる時間同期が必要であり、これは、大規模システムにおいて達成するには複雑であると考えられるが、依然として尚もダイバーシティ利得利点が実施のコストを正当化する場合は全く達成可能である。

本発明者は、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）の関数としての符号誤り率（ＳＥＲ）の観点から提案する方法の性能を評価することによって開始する。一般性を失わずに、クライアント当たりの単一のアンテナ及び再定式化（１）を仮定して以下の信号モデルを定義する（７）。
ここで、ＩＮＲは、ＩＮＲ＝ＳＮＲ／ＳＩＲとして定義される混信対ノイズ比であり、ＳＩＲは信号対干渉比である。

図６は、干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対してＳＩＲ＝１０ｄＢを仮定したＳＮＲの関数としてのＳＥＲを示している。一般性を失わずに、前方誤り訂正（ＦＥＣ）符号化なしで４−ＱＡＭ及び１６−ＱＡＭに対してＳＥＲを測定した。符号化されていないシステムに対して１％にターゲットＳＥＲを固定する。このターゲットは、変調次数に基づいて、ＳＮＲの異なる値に対応する（すなわち、４−ＱＡＭに対してＳＮＲ＝２０ｄＢ及び１６−ＱＡＭに対してＳＮＲ＝２８ｄＢ）。符号化利得のためにＦＥＣ符号化を使用する時に、より低いＳＥＲターゲットをＳＮＲの同じ値に対して満たすことができる。クラスター当たりの２つのＤＩＤＯアンテナ及び２つのクライアント（各単一のアンテナを装備）で２つのクラスター（１つの主クラスター及び１つの干渉クラスター）のシナリオを考える。主クラスター内のクライアントの１つは、干渉ゾーン内にある。平坦フェーディング狭帯域チャンネルを仮定するが、以下の結果は、周波数選択マルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムに拡張することができ、各サブキャリアは、平坦フェーディングに受ける。２つのシナリオ、すなわち、（ｉ）事前符号化重み
が干渉ゾーン内のターゲットクライアントに対応することなく計算されるＤＩＤＯクラスター間干渉（ＩＤＣＩ）を有する一方のシナリオ、及び（ｉｉ）ターゲットクライアントへのＩＤＣＩを除去するために重み
を計算することによってＩＤＣＩが除去される他方のシナリオを考える。ＩＤＣＩが存在する場合に、ＳＥＲが高くかつ所定のターゲットよりも大きいことが認められる。近傍クラスターでのＩＤＣＩ事前符号化で、ターゲットクライアントへの干渉が除去され、ＳＮＲ＞２０ｄＢが得られるようにＳＥＲターゲットに到達する。

図６の結果は、（５）の場合と同様にＩＤＣＩ事前符号化を仮定する。近傍クラスターでのＩＤＣＩ事前符号化も（６）の場合と同様に干渉ゾーン内のターゲットクライアントへのデータストリームを事前符号化するのに使用される場合に、更に別のダイバーシティ利得が得られる。図７は、２つの技術、すなわち、（ｉ）（５）内のＩＤＣＩ事前符号化を使用する「方法１」、及び（ｉｉ）近傍クラスターがターゲットクライアントにも事前符号化データストリームを送信する（６）のＩＤＣＩ事前符号化を使用する「方法２」から導出されるＳＥＲを比較している。方法２では、ターゲットクライアントに事前符号化データストリームを送信するのに使用された近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナによって得られる更に別のアレイ利得のために、従来のＩＤＣＩ事前符号化と比較して〜３ｄＢ利得が得られる。より一般的には、方法１を凌ぐ方法２のアレイ利得は、１０^*ｌｏｇ１０（Ｃ＋１）に比例しており、ここで、Ｃは近傍クラスターの数であり、係数「１」は主クラスターを指す。

次に、干渉ゾーンに関するターゲットクライアントのロケーションの関数としての以前の方法の性能を評価する。ターゲットクライアント８４０１が図８に示すように主ＤＩＤＯクラスター８０２から干渉クラスター８０３まで移動する１つの簡単なシナリオを考える。主クラスター８０２内の全てのＤＩＤＯアンテナ８１２が条件（２）を満たすようにクラスター内干渉を除去するためにＢＤ事前符号化を使用すると仮定する。単一の干渉ＤＩＤＯクラスター、クライアントデバイス８０１での単一の受信アンテナ、及び主又は干渉クラスター内の全てのＤＩＤＯアンテナからクライアントまでの等しい伝播損失を仮定する（すなわち、円を示してクライアントの周りに設けられたＤＩＤＯアンテナ）。伝播損失指数４を有する１つの簡略化された伝播損失モデル［１１］を使用する（一般的な都市環境の場合と同様に）。これ以降の解析は、伝播損失に適合するように（７）を拡張する以下の簡略化された信号モデルに基づいている（８）。
ここで、信号対干渉比（ＳＩＲ）は、ＳＩＲ＝（（１−Ｄ）／Ｄ）４として導出される。ＩＤＣＩをモデル化する際に、３つのシナリオ、すなわち、ｉ）ＩＤＣＩのない理想的な場合、ｉｉ）条件（３）を満たすために干渉クラスターにおいてＢＤ事前符号化を通じて事前に相殺されるＩＤＣＩ、及びｉｉｉ）ＩＤＣＩあり、かつ近傍クラスターによる事前除去なしを考慮する。

図９は、距離（Ｄ）の関数としての信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）を示している（すなわち、ターゲットクライアントが主クラスター８０２から干渉クラスター８４０３内のＤＩＤＯアンテナ８１３の方向に移動する時）。ＳＩＮＲは、信号電源及び干渉の比率プラス（８）内の信号モデルを使用してノイズ電力として導出される。Ｄ＝Ｄ_oに向けてＤ_o＝０．１及びＳＮＲ＝５０ｄＢを仮定する。ＩＤＣＩがない場合には、無線リンク性能はノイズだけによる影響を受けており、ＳＩＮＲは伝播損失のために減少する。ＩＤＣＩが存在する場合（すなわち、ＩＤＣＩ事前符号化なしで）近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナからの干渉は、ＳＩＮＲを低減する一因になる。

図１０は、平坦フェーディング狭帯域チャンネルにおける４−ＱＡＭ変調の３つのシナリオの符号誤り率（ＳＥＲ）性能を示している。これらのＳＥＲ結果は、図９のＳＩＮＲに対応する。図９のＳＩＮＲ閾値ＳＩＮＲ_T＝２０ｄＢに対応する符号化されていないシステム（すなわち、ＦＥＣなしで）に対して１％のＳＥＲ閾値を仮定する。ＳＩＮＲ閾値は、データ送信に使用される変調次数に依存する。典型的には、同じターゲット誤り率をもたらすために、変調次数が高いほど高いＳＩＮＲ_Tを特徴とする。ＦＥＣで、符号化利得のために同じＳＩＮＲ値に対してより低いターゲットＳＥＲをもたらすことができる。事前符号化なしのＩＤＣＩの場合に、ターゲットＳＥＲは、範囲Ｄ＜０．２５の範囲内でのみ達成される。近傍クラスターでのＩＤＣＩ事前符号化で、ターゲットＳＥＲを満たす範囲は、Ｄ＜０．６まで拡張される。その範囲よりも大きいと、ＳＩＮＲは、伝播損失のために増加してターゲットＳＥＲは満たされない。

ＩＤＣＩ事前符号化する方法の実施形態を図１１に示すが、以下の段階から構成される。
・ＳＩＲ推定１１０１：クライアントは、主ＤＩＤＯクラスターからの信号電力（すなわち、受信した事前符号化データに基づいて）及び隣接ＤＩＤＯクラスターからのノイズプラス干渉信号電力を推定する。シングルキャリアＤＩＤＯシステムは、フレーム構造は、短いサイレンス期間に設計することができる。例えば、サイレンス期間は、チャンネル状態情報（ＣＳＩ）フィードバック中にチャンネル推定のトレーニングと事前符号化データ送信間に定義することができる。一実施形態において、近傍クラスターからのノイズプラス干渉信号電力は、主クラスター内のＤＩＤＯアンテナからサイレンス期間中に測定される。実用的なＤＩＤＯマルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムは、ヌルトーンが、典型的には、送信側及び受信側でのフィルタリングのためにオフセットされる直流（ＤＣ）及び帯域の縁部での減衰を防止するのに使用される。マルチキャリアシステムを使用する別の実施形態において、ノイズプラス干渉信号電力は、ヌルトーンから推定される。補正係数を使用し、帯域の縁部での送信／受信フィルタ減衰を補正することができる。主クラスターからの信号対ノイズプラス干渉電力（Ｐ_S）及び近傍クラスター（Ｐ_IN）からのノイズプラス干渉電力が推定されると、クライアントは、
（９）としてＳＩＮＲを計算する。代替的に、ＳＩＮＲ推定値は、無線信号電力を測定するために、一般的な無線通信システムに使用される受信信号強度表示（ＲＳＳＩ）から導出される。（９）内のメトリックは、ノイズと干渉電力レベルを区別することができないことが認められる。例えば、干渉のない環境のシャドーイングによる影響を受けるクライアント（すなわち、主クラスター内の全てのＤＩＤＯ分散型アンテナからの信号電力を減衰する障害の後方）は、たとえクラスター間干渉による影響を受けていないとしても低いＳＩＮＲを推定することができる。提案する方法のより信頼性が高いメトリックは、
（１０）として計算されるＳＩＲであり、ここで、Ｐ_Nは、ノイズ電力である。実用的なマルチキャリアＯＦＤＭシステムは、主クラスター及び近傍クラスターの全てのＤＩＤＯアンテナが同じ１組のヌルトーンを使用すると仮定し、（１０）のノイズ電力Ｐ_Nは、ヌルトーンから推定される。上述のように、ノイズプラス干渉電力（Ｐ_IN）は、サイレンス期間から推定される。最後に、信号対ノイズプラス干渉電力（Ｐ_S）は、データトーンから導出される。これらの推定値から、クライアントは、（１０）でＳＩＲを計算する。
・近傍クラスター１１０２〜１１０３でのチャンネル推定：（１０）内の推定ＳＩＲが、図１１において８７０２で決定される所定の閾値（ＳＩＲ_T）よりも小さい場合に、クライアントは、近傍クラスターからのトレーニング信号を視聴し始める。尚、ＳＩＲ_Tは、データ送信に使用される変調及びＦＥＣコード方式（ＭＣＳ）に依存する。異なるＳＩＲターゲットは、クライアントのＭＣＳによって定義される。異なるクラスターのＤＩＤＯ分散型アンテナが時間同期化された時に（すなわち、同じパルス／秒ＰＰＳ時間基準にロック）、クライアントは、８７０３で近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナにそのチャンネル推定値を配信するためにトレーニングシーケンスを利用する。近傍クラスター内のチャンネル推定のトレーニングシーケンスは、主クラスターからのトレーニングに直交するように設計される。代替的に、異なるクラスター内のＤＩＤＯアンテナが時間同期化されない時に、直角のシーケンス（良好な相互相関特性を有する）が、異なるＤＩＤＯクラスター内の時間同期に使用される。クライアントが近傍クラスターの時間／周波数基準にロックされた状態で、チャンネル推定が１１０３で実行される。
・ＩＤＣ事前符号化Ｉ１１０４：チャンネル推定値が近傍クラスター内のＤＩＤＯ ＢＴＳで利用可能になると、ＩＤＣＩ事前符号化が、（３）の条件を満たすために計算される。近傍クラスター内のＤＩＤＯアンテナは、図４の干渉ゾーン４１０内のクライアントへの干渉を事前に相殺しながらクラスター内のクライアントだけに事前符号化データストリームを送信する。クライアントが図４のタイプＢ干渉ゾーン４１０内にある場合に、クライアントへの干渉は、複数のクラスターによって生成され、ＩＤＣＩ事前符号化が、同時に全ての近傍クラスターによって実行されることが認められる。

ハンドオフの方法
これ以降、異なる種類のサービス（すなわち、低移動度又は高移動度サービス）を行う別々のエリアに位置する分散型アンテナによりポピュレートされたＤＩＤＯクラスターにわたって移動するクライアントに関する異なるハンドオフ方法を説明する。

ａ．隣接ＤＩＤＯクラスター間のハンドオフ
一実施形態において、上述のクラスター間干渉を除去するＩＤＣＩ−前置符号化器は、ＤＩＤＯシステムにおけるハンドオフ方法の基線として使用される。セルラーシステムにおける従来のハンドオフは、異なる基地局によってサービス提供されるセルにわたってシームレスにスイッチングすべきクライアントに向けて考慮される。ＤＩＤＯシステムは、ハンドオフにより、クライアントは、接続を失わずにクラスター間に移動することができる。

ＤＩＤＯシステムのハンドオフ戦略の一実施形態を示すために、２つのクラスター８０２及び８０３だけによる図８の例を再びを考える。クライアント８０１が主クラスター（Ｃ１）８０２から近傍クラスター（Ｃ２）８０３に移動する時に、ハンドオフ方法の実施形態において、異なるクラスターの信号品質を動的に計算し、クライアントに対して最低誤り率特性が得られるクラスターを選択する。

図１２は、クラスターＣ１の中心からのクライアントの距離の関数としてのＳＩＮＲ変動を示している。ＦＥＣ符号化のない４−ＱＡＭ変調に対して、ターゲットＳＩＮＲ＝２０ｄＢを考える。円により識別される線は、Ｃ１及びＣ２が干渉相殺なしでＤＩＤＯ事前符号化を使用する時にＣ１内のＤＩＤＯアンテナによってサービス提供されるターゲットクライアントのＳＩＮＲを表している。近傍クラスターからの伝播損失及び干渉のためにＤの関数としてのＳＩＮＲは減少する。ＩＤＣＩ事前符号化が近傍クラスターで実行された時に、ＳＩＮＲ減量は、伝播損失によるにすぎなく（三角形を有する線に示すように）、その理由は、干渉が完全に除去されるからである。対称的挙動が、クライアントが近傍クラスターからサービス提供される時に体験される。ハンドオフ戦略の一実施形態は、クライアントがＣ１からＣ２に移動する時に、アルゴリズムが、所定のターゲットよりも上方にＳＩＮＲを維持する異なるＤＩＤＯ方式間で切り換わるように定義される。

図１２のプロットから、図１３の４−ＱＡＭ変調のＳＥＲを導出する。異なる事前符号化戦略間で切り換わることにより、ＳＥＲは、所定のターゲット内に維持されたことが認められる。

ハンドオフ戦略の一実施形態は、以下の通りである。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントが干渉ゾーンから離れる方向にＣ１内にある時に、クラスターＣ１及びＣ２は、独立して従来のＤＩＤＯ事前符号化で作動する。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＩＤＣＩ事前符号化：クライアントが干渉ゾーンの方向に移動する時に、ＳＩＲ又はＳＩＮＲが劣化する。ターゲットＳＩＮＲＴ１に到達した時に、ターゲットクライアントは、Ｃ２内の全てのＤＩＤＯアンテナからチャンネルを推定し始めてＣ２のＢＴＳにＣＳＩを供給する。Ｃ２内のＢＴＳは、ＩＤＣＩ事前符号化を計算し、ターゲットクライアントへの干渉を防止すしながらＣ２内の全てのクライアントに送信する。ターゲットクライアントが干渉ゾーン内にある限り、Ｃ１及びＣ２にＣＳＩを供給し続ける。
・Ｃ１−ＩＤＣＩ及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントがＣ２の方向に移動する時に、ＳＩＲ又はＳＩＮＲは、再びターゲットに到達するまで減少し続ける。この時点で、クライアントは、近傍クラスターにスイッチングすることに決定する。この場合に、Ｃ１は、ＩＤＣＩ事前符号化でその方向に向けてゼロ干渉を作成するためにターゲットクライアントからのＣＳＩを使用し始め、一方、近傍クラスターは、従来のＤＩＤＯ事前符号化に向けてＣＳＩを使用する。一実施形態において、ＳＩＲ推定値がターゲットに接近する時に、クラスターＣ１及びＣ２は、クライアントが両方の場合にはＳＩＲを推定することを可能にするために、代替的にＤＩＤＯ事前符号化及びＩＤＣＩ事前符号化方式を試行する。次に、クライアントは、所定の誤り率特性メトリックを最大にする最良の方式を選択する。本方法が適用される時に、ハンドオフ戦略の交差点が、図１２の三角形及び菱形を有する曲線の交差部で発生する。一実施形態は、（６）に説明した修正されたＩＤＣＩ事前符号化方法を使用し、近傍クラスターも、アレイ利得が得られるようにターゲットクライアントに事前符号化データストリームを送信する。この手法で、ハンドオフ戦略が簡素化され、その理由は、クライアントは、交差点で両方の戦略にＳＩＮＲを推定する必要があるわけではないからである。
・Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＤＩＤＯ事前符号化：クライアントがＣ２の方向に干渉ゾーンから出た時に、主クラスターＣ１は、ＩＤＣＩ事前符号化を通じてそのターゲットクライアントの方向に干渉を事前に相殺するのを停止し、Ｃ１内に残る全てのクライアントに対して従来のＤＩＤＯ事前符号化に再び切り換わる。ハンドオフ戦略におけるこの最終交差点は、ターゲットクライアントからＣ１への不要なＣＳＩフィードバックを回避するために有用であり、従って、フィードバックチャンネルにわたるオーバヘッドが低減される。一実施形態において、第２のターゲットＳＩＮＲ_T2が定義される。ＳＩＮＲ（又はＳＩＲ）がこのターゲットを上回った時に、戦略が、Ｃ１−ＤＩＤＯ及びＣ２−ＤＩＤＯに切り換わる。一実施形態において、クラスターＣ１は、クライアントがＳＩＮＲを推定することを可能にするためにＤＩＤＯ事前符号化とＩＤＣＩ事前符号化の間で交替し続ける。次に、クライアントは、Ｃ１に対して、上からターゲットＳＩＮＲ_T１により密接に接近する方法を選択する。

上述の方法は、リアルタイムで異なる方式に向けてＳＩＮＲ又はＳＩＲ推定値を計算し、最適方式を選択するのに使用する。一実施形態において、ハンドオフアルゴリズムは、図１４に示す有限状態機械に基づいて設計される。クライアントは、現状を追跡し、ＳＩＮＲ又はＳＩＲが図１２に示す所定の閾値よりも小さいか又は上回った時に次の状態に切り換わる。上述のように、状態１２０１では、クラスターＣ１及びＣ２は、独立して従来のＤＩＤＯ事前符号化で作動し、クライアントは、クラスターＣ１によってサービス提供され、状態１２０２では、クライアントは、クラスターＣ１によってサービス提供され、Ｃ２内のＢＴＳは、ＩＤＣＩ事前符号化を計算し、クラスターＣ１は、従来のＤＩＤＯ事前符号化を使用して作動し、状態１２０３では、クライアントは、クラスターＣ２によってサービス提供され、Ｃ１内のＢＴＳは、ＩＤＣＩ事前符号化を計算し、クラスターＣ２は、従来のＤＩＤＯ事前符号化を使用して作動し、状態１２０４では、クライアントは、クラスターＣ２によってサービス提供され、クラスターＣ１及びＣ２は、独立して従来のＤＩＤＯ事前符号化で作動する。

シャドーイング効果が存在する場合に、信号品質又はＳＩＲは、図１５に示すように閾値の周りで変動する場合があり、図１４の連続的状態間の反復的スイッチングが発生する。反復的に状態を変更することは、望ましくない影響であり、その理由は、結果として、伝送方式間のスイッチングを可能にするクライアント及びＢＴＳ間の制御チャンネルに対する有意なオーバヘッドが発生するからである。図１５は、シャドーイングが存在する場合のハンドオフ戦略の一実施形態を示している。一実施形態において、シャドーイング係数は、分散３［３］を有する対数正規分布に従ってシミュレーションを行われる。これ以降、ＤＩＤＯハンドオフ中の反復的スイッチング効果を防止するいくつかの方法を定義する。

本発明の一実施形態は、状態スイッチング効果に対処するためにヒステリシスループを使用する。例えば、図１４の「Ｃ１−ＤＩＤＯ，Ｃ２−ＩＤＣＩ」９３０２と「Ｃ１−ＩＤＣＩ，Ｃ２−ＤＩＤＯ」９３０３（代替的に、その逆）の状態間で切り換わる時に、閾値ＳＩＮＲ_T１を範囲Ａ１内で調整することができる。本方法は、信号品質がＳＩＮＲ_T１の周りで変動する時状態間の反復的スイッチングを回避する。例えば、図１６は、図１４のあらゆる２つ状態間で切り換わる時のヒステリシスループ機構を示している。状態ＢからＡに切り換わるためには、ＳＩＲは、（ＳＩＲＴ１＋Ａ１／２）より大きくなければならないが、ＡからＢに再び切り換わるためには、ＳＩＲは、（ＳＩＲ_T１−Ａ１／２）を下回らなければならない。

異なる実施形態において、閾値ＳＩＮＲ_T２は、図１４で有限状態機械の第１及び第２の（又は第３及び第４の）状態間の反復的スイッチングを回避するように調整される。例えば、値Ａ₂の範囲は、閾値ＳＩＮＲ_T2がチャンネル状態及びシャドーイング効果に基づいてその範囲で選択されるように定義することができる。

一実施形態において、無線リンクにわたって推定されるシャドーイングの分散に基づいて、ＳＩＮＲ閾値は、範囲［ＳＩＮＲ_T２、ＳＩＮＲ_T２＋Ａ₂］内で動的に調整される。
クライアントがその現在のクラスターから近傍クラスターまで移動する時に、受信信号強度（又はＲＳＳＩ）の分散から対数正規分布の分散を推定することができる。

以前の方法は、クライアントがハンドオフ戦略をトリガすると仮定する。一実施形態において、ハンドオフ決定は、複数のＢＴＳにわたる通信が可能にされると仮定してＤＩＤＯ ＢＴＳに任せられる。

簡潔さを期すために、以前の方法は、ＦＥＣ符号化なし及び４−ＱＡＭを仮定して導出される。より一般的には、ＳＩＮＲ又はＳＩＲ閾値は、異なる変調符号化方式（ＭＣＳ）に向けて導出され、ハンドオフ戦略は、干渉ゾーン内の各クライアントに対して、ダウンリンクデータ転送速度を最適化するために、リンクアダプテーションと組み合わせて設計される（例えば、米国特許第７，６３６，３８１号明細書を参照されたい）。

ｂ．低及び高ドップラーＤＩＤＯネットワーク間のハンドオフ
ＤＩＤＯシステムは、クローズドループ伝送方式を使用し、ダウンリンクチャンネルにわたってデータストリームを事前符号化する。クローズドループ方式は、フィードバックチャンネルにわたって待ち時間により本質的に抑制される。実用的なＤＩＤＯシステムは、コンピュータの時間は、高い処理パワーを有する送受信機により低減することができ、待ち時間の殆どは、ＢＴＳから分散型アンテナにＣＳＩ及びベースバンド方式の事前符号化データを配信する時にＤＩＤＯ ＢＳＮにより導入されることが推定される。ＢＳＮは、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、ケーブルモデム、ファイバリング、Ｔ１線、光同軸混成（ＨＦＣ）ネットワーク、及び／又は固定無線（例えば、ＷｉＦｉ）を含むがこれらに限定されない様々なネットワーク技術で形成することができる。専用ファイバは、典型的には、帯域幅が非常に大きく、待ち時間が低いが（潜在的にローカル領域で１ミリ秒未満）、ＤＳＬ及びケーブルモデムほどは普及していない。今日、ＤＳＬ及びケーブルモデム接続は、典型的には米国ではラストマイル待ち時間が１０〜２５ｍｓ間に存在するが、非常に普及している。

ＢＳＮにわたる最大待ち時間で、ＤＩＤＯ事前符号化の性能劣化なしでＤＩＤＯ無線リンクにわたって満足できる最大ドップラーシフトが決まる。例えば、［１］では、４００ＭＨｚのキャリア周波数で、約１０ミリ秒の待ち時間を有するネットワーク（すなわち、ＤＳＬ）は、最大８ｍｐｈ（稼動速度）までのクライアントの速度を許容することができ、一方、１ミリ秒の待ち時間を有するネットワーク（すなわち、ファイバリング）は、最大７０ｍｐｈまでの速度（すなわち、フリーウェートラヒック）をサポートすることができることが見出されている。

ＢＳＮにわたって満足できる最大ドップラーシフトに基づいて、２つ又は複数のＤＩＤＯサブネットワークを定義する。例えば、ＤＩＤＯ ＢＴＳと分散型アンテナ間の待ち時間が長いＤＳＬ接続を有するＢＳＮは、低移動度又は固定無線サービス（すなわち、低ドップラーネットワーク）しか配信することができず、一方、待ち時間が短いファイバリングにわたる待ち時間が短いＢＳＮは、高移動性を満足できる（すなわち、高ドップラーネットワーク）。広帯域ユーザの殆どは、広帯域使用時には移動しておらず、更に、殆どのユーザは、多くの高速物体が通過するエリア（例えば、高速道路の横）の近くに位置する可能性がなく、その理由は、このようなロケーションは、典型的には、生活したり又は事務所を経営するにはより望ましくないロケーションであるからであることが認められる。しかし、高速で広帯域を使用している（例えば、高速道路を移動する車中）か、又は高速物体近傍（例えば、高速道路の近くに位置する店舗内）にいると思われる広帯域ユーザが存在する。これらの２つの異なるユーザドップラーシナリオに対処するために、一実施形態において、低ドップラーＤＩＤＯネットワークは、広域にわたって比較的低電力（すなわち、１Ｗ〜１００Ｗ、屋内又は屋上配置のための）の広がりを有する典型的には多くのＤＩＤＯアンテナから構成され、一方、高ドップラーネットワークは、高電力送信（すなわち、１００Ｗ、屋上又は塔配置のための）を有する典型的には少数のＤＩＤＯアンテナから構成される。低ドップラーＤＩＤＯネットワークは、典型的には多くの低ドップラーユーザにサービスを提供し、及びＤＳＬ及びケーブルモデムのような廉価な待ち時間が長いブロードバンド接続を使用して典型的には低い接続費でサービスを提供することができる。高ドップラーＤＩＤＯネットワークは、典型的には少数の高ドップラーユーザにサービスを提供し、ファイバのような高価な待ち時間が短いブロードバンド接続を使用して典型的に高い接続費でそれを行うことができる。

異なるタイプのＤＩＤＯネットワーク（例えば、低ドップラー及び高ドップラー）にわたる干渉を回避するために、時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）、周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）又は符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）のような異なる多重アクセス技術を使用することができる。

異なるタイプのＤＩＤＯネットワークにクライアントを割り当てて、その間にハンドオフを可能にする方法を提案する。ネットワーク選択は、各クライアントの移動度のタイプに基づいている。クライアントの速度（ｖ）は、以下の方程式［６］に従って最大ドップラーシフトに比例している（１１）。
ここで、ｆ_dは最大ドップラーシフトであり、λはキャリア周波数に対応する波長であり、θは方向送信機−クライアントを示すベクトルと速度ベクトル間の角度である。

一実施形態において、あらゆるクライアントのドップラーシフトは、ブラインド推定技術を通じて計算される。例えば、ドップラーシフトは、クライアントにＲＦエネルギを送ってドップラーレーダシステムと類似の反射された信号を解析することによって推定することができる。

別の実施形態において、１つ又は複数のＤＩＤＯアンテナは、クライアントにトレーニング信号を送る。それらのトレーニング信号に基づいて、クライアントは、チャンネル利得のゼロ交差回数を数えるか、又はスペクトル解析を行うことのような技術を使用してドップラーシフトを推定する。一定の速度ｖ及びクライアントの軌跡に対して、（１１）の角速度ｖｓｉｎθは、いずれかのＤＩＤＯアンテナからのクライアントの相対距離に依存する場合があることが認められる。例えば、移動しているクライアントの近くのＤＩＤＯアンテナでは、遠いアンテナより大きい角速度及びドップラーシフトが得られる。一実施形態において、ドップラー速度は、クライアントからの異なる距離にある複数のＤＩＤＯアンテナから推定され、平均、重み付き平均又は標準偏差が、クライアントの移動度の指標として使用される。推定ドップラー指標に基づいて、ＤＩＤＯ ＢＴＳは、低ドップラー、又は高ドップラーネットワークにクライアントを割り当てるべきであるかを決定する。

ドップラー指標は、周期的に全てのクライアントに対してモニタされてＢＴＳに送り返される。１つ又は複数のクライアントがドップラー速度を変更した時に（すなわち、バスに乗っているクライアント対歩行中又は座っているクライアントに）、それらのクライアントは、移動度のレベルを満足できる異なるＤＩＤＯネットワークに動的に再割り当てされる。

低速のクライアントのドップラーが高速物体の近く（例えば、高速道路の近く）にあることによる影響を受ける可能性があるが、ドップラーは、典型的には、それ自体身移動中であるクライアントのドップラーを遥かに下回る。従って、一実施形態において、クライアントの速度が推定され（例えば、ＧＰＳを使用してクライアント位置をモニタするなどの手段を使用することにより）、速度が低い場合に、クライアントは、低ドップラーネットワークに割り当てられ、速度が高い場合に、クライアントは、高ドップラーネットワークに割り当てられる。

電力制御及びアンテナグループ分けの方法
電力制御を伴うＤＩＤＯシステムのブロック図を図１７に示している。あらゆるクライアント（１、…，Ｕ）の１つ又は複数のデータストリーム（ｓ_k）が、ＤＩＤＯ事前符号化ユニットによって生成された重みにより乗算される。事前符号化データストリームには、入力チャンネル品質情報（ＣＱＩ）に基づいて、電力コントローラにより計算される電力スケーリング係数が乗算される。ＣＱＩがＤＩＤＯＢＴＳにクライアントからフィードバックされ、又はアップリンク−ダウンリンクチャンネル相互関係を仮定してアップリンクチャンネルから導出される。異なるクライアントのＵ個の事前符号化ストリームが、次に、Ｍ個のデータストリーム（ｔ_m）に、Ｍ個の送信アンテナの各々に対して１つに結合及び多重化される。最後に、ストリームｔ_mが、デジタル／アナログ変換器（ＤＡＣ）ユニット、高周波（ＲＦ）ユニット、電力増幅器（ＰＡ）ユニット及び最後にアンテナに送られる。

電力制御ユニットは、全てのクライアントに対してＣＱＩを測定する。一実施形態において、ＣＱＩは、平均ＳＮＲ又はＲＳＳＩである。ＣＱＩは、伝播損失又はシャドーイングに基づいて異なるクライアントに対して変動する。電力制御方法は、異なるクライアントに対して伝送電力スケーリング係数Ｐ_kを調整し、異なるクライアントに対して生成される事前符号化データストリームにより乗算する。尚、クライアントの受信アンテナの数に基づいて、１つ又は複数のデータストリームをあらゆるクライアントに対して生成することができる。

提案する方法の性能を評価するために、伝播損失及び電力制御パラメータを含む（５）に基づいて以下の信号モデルを定義する（１２）。
ここで、ｋ＝１、…，Ｕ、Ｕはクライアントの数であり、ＳＮＲ＝Ｐ_o／Ｎ_o、Ｐ_oは平均送信電力であり、Ｎ_oはノイズ電力であり、
は伝播損失／シャドーイング係数である。伝播損失／シャドーイングをモデル化するために、以下の簡略化したモデルを使用する（１３）。
ここで、ａ＝４は伝播損失指数であり、伝播損失がクライアントの指数と共に増加すると仮定する（すなわち、クライアントはＤＩＤＯアンテナからの距離が増大する位置にある）。

図１８は、異なるシナリオでの４つのＤＩＤＯ送信アンテナ及び４つのクライアントを仮定してＳＥＲ対ＳＮＲを示している。理想的な場合では、全てのクライアントが同じ伝播損失を有し（すなわち、ａ＝０）、全てのクライアントに対してＰ_k＝１が得られると仮定する。正方形を有するプロットは、クライアントが異なる伝播損失係数を有し、電力制御がでない場合を指す。点を有する曲線は、同じシナリオ（伝播損失あり）から導出され、電力制御係数は、
であるように選択される。電力制御方法では、より多くの電力が、より高い伝播損失／シャドーイングを受けるクライアントのためのものであるデータストリームに割り当てられ、従って、電力制御がない場合と比較して９ｄＢのＳＮＲ利得が得られる（この所定のシナリオに対しては）。

米国連邦通信委員会（ＦＣＣ）（及び他の国際的規制機関）は、電磁（ＥＭ）放射線への人体の露出を制限するために無線デバイスから送信することができる最大電力に関する制約を定義している。２種類の限度、すなわち、ｉ）人々に柵、警告、又はラベルを通じて高周波（ＲＦ）発生源を完全に認識させている職業／管理環境下限度、及びｉｉ）露出に対する管理がない「一般大衆／非管理」限度がある〔２〕。

異なる放出レベルが、異なるタイプの無線デバイスに対して定義される。一般的に、屋内／屋外用途に使用されるＤＩＤＯ分散型アンテナは、〔２〕：「通常、ユーザ又はその近くの人の本体から２０ｃｍ又はそれよりも多くに維持される放射構造と共に使用されると思われる固定ロケーション以外に使用されるように設計された送信デバイス」として定義される「モバイル」デバイスのＦＣＣカテゴリに関する。

「モバイル」デバイスのＥＭ放出は、ｍＷ／ｃｍ²で表される最大許容露出（ＭＰＥ）の観点から測定される。図１９は、７００ＭＨｚのキャリア周波数での送信電力の異なる値に対して、ＲＦ放射線源からの距離の関数としてのＭＰＥ電力密度を示している。典型的には人体から２０ｃｍの域よりも大きいと作動するデバイスに対してＦＣＣ「非管理」限度を満たすべき最大許容送信電力は、１ｗである。

制限が緩い電力放出制約は、「一般大衆」から離れた屋上又は建物上に設けられる送信機に対して定義される。これらの「屋上送信機」に対して、ＦＣＣは、実効輻射電力（ＥＲＰ）の観点から測定される１０００Ｗのより緩い放出限度を定義している。

以前のＦＣＣ制約に基づいて、一実施形態において、実用システムに向けて２種類のＤＩＤＯ分散型アンテナを定義する。
・低電力（ＬＰ）送信機：どこでも、１Ｗ及び５Ｍｂｐｓの消費者等級の広帯域の最大送信電力（例えば、ＤＳＬ、ケーブルモデム、ファイバトゥザホーム（ＦＴＴＨ）であらゆる高さ（すなわち、屋内、又は屋外）に位置するバックホール接続性。
・高電力（ＨＰ）送信機：１００Ｗ及び市販の等級広帯域（例えば、光ファイバリング）バックホールの送信電力で（ＤＩＤＯ無線リンクにわたって利用可能な収量と比較して有効に「無制限」データ転送速度で）ほぼ１０メートルの高さでの屋上又は建物取り付け式アンテナ。

尚、ＤＳＬ又はケーブルモデム接続性を有するＬＰ送信機は、低ドップラーＤＩＤＯネットワークの良好な候補であり（前の節においてで上述したように）、その理由は、クライアントは殆どは固定式であるか又は移動度が低いからである。市販のファイバ接続性を有するＨＰ送信機は、クライアントのより高い移動度を許容することができ、かつ高ドップラーＤＩＤＯネットワークに使用することができる。

異なるタイプのＬＰ／ＨＰ送信機を有するＤＩＤＯシステムの性能に関する実際的な直観力がつくように、カリフォルニア州パロアルト中心部のＤＩＤＯアンテナ配置の実際的な事例を考える。図２０ａは、カリフォルニア州パロアルトのＮ_LP＝１００低電力ＤＩＤＯ分散型アンテナのランダム分布を示している。図２０ｂでは、５０個のＬＰアンテナは、Ｎ_HP＝５０個の高電力送信機で置換される。

図２０ａ〜図２０ｂのＤＩＤＯアンテナ分布に基づいて、ＤＩＤＯ技術を使用するシステムに向けてパロアルトにおいて受信可能範囲地図を導出する。図２１ａ及び図２１ｂは、それぞれ、図２０ａ及び図２０ｂの構成に対応する２つの電力分布を示している。受電分布（ｄＢｍで表す）は、７００ＭＨｚのキャリア周波数で３ＧＰＰ規格［３］により定義された都市環境に対して伝播損失／シャドーイングモデルを仮定して導出される。ＨＰ送信機の５０％を使用し、選択したエリアの受信可能範囲が改善することが認められる。

図２２ａ〜図２２ｂは、以前の２つのシナリオの速度分布を示している。収量（Ｍｂｐｓで表記）は、［４，５］で３ＧＰＰロングタームエボリューション（ＬＴＥ）規格において定義された異なる変調符号化方式に対して電力閾値に基づいて導出される。全可のための帯域幅は、７００ＭＨｚのキャリア周波数で１０ＭＨｚに固定される。２つの異なる周波数割当計画、ｉ）ＬＰ基地局だけに割り当てられる５ＭＨｚのスペクトル、ｉｉ）ＨＰ送信機に９ＭＨｚ及びＬＰ送信機に１ＭＨｚが考慮される。尚、典型的には、収量に限界があるＤＳＬバックホール接続性のためにＬＰ場にはより低い部帯域幅が割り当てられる。図２２ａ〜図２２ｂは、ＨＰ送信機の５０％を使用する時に、図２２ａの２．４Ｍｂｐｓから図２２ｂの３８Ｍｂｐｓまで平均クライアント当たりのデータ転送速度を上げることによって速度分布を有意に増大させることができることを示している。

次に、より高い電力があらゆる所定の時間に可能にされ、従って、図２２ｂのＤＩＤＯシステムのダウンリンクチャンネルにわたって収量が増大するようにＬＰ基地局の電力送信を制御するアルゴリズムを定義した。電力密度に関するＦＣＣ限度が〔２〕として経時的な平均に基づいて定義されることが認められる（１４）。
ここで、
はＭＰＥ平均化時間に存在し、ｔ_nは電力密度Ｓ_nでの放射線に対する露出期間に存在する。「管理環境下の」露出に対して、平均時間は、６分であり、一方、「非管理」露出に対して、３０分まで増大される。次に、いずれの電源も、（１４）の平均電力密度が「非管理」露出の３０分の平均値に関するＦＣＣ限度を満たす限りＭＰＥ限度より大きい電力レベルで送信することが許容される。

この解析に基づいて、ＤＩＤＯアンテナ当たりの平均電力をＭＰＥ限度未満に維持しながら、瞬間的なアンテナ当たりの送信電力を増大させる適応電力制御方法を定義する。アクティブクライアントより多くの送信アンテナを有するＤＩＤＯシステムを考える。これは、ＤＩＤＯアンテナは、廉価な無線デバイス（ＷｉＦｉアクセスポイントと類似）として考えることができ、かつＤＳＬ、ケーブルモデム、光ファイバ又は他のインターネット接続性であるどこにでも設けることができることを考慮すると適切な仮定である。

適応アンテナ当たりの電力制御を伴うＤＩＤＯシステムのフレームワークを図２３に示している。マルチプレクサ２３４から現れるデジタル信号の振幅は、ＤＡＣユニット２３５に送られている前に、電力スケーリング係数Ｓ₁…，Ｓ_Mで動的に調整される。電力スケーリング係数は、ＣＱＩ２３３に基づいて電力制御ユニット２３２により計算される。

一実施形態において、Ｎ_g個のＤＩＤＯアンテナ群が定義される。あらゆる群は、少なくともアクティブクライアント（Ｋ）の数と同数のＤＩＤＯアンテナを含む。あらゆる所定の時点で、１つの群のみが、ＭＰＥ限度（
）よりも大きい電力レベル（Ｓ_o）でクライアントに送信するＮ_a＞Ｋ個のアクティブＤＩＤＯアンテナを有する。本方法は、図２４に示すラウンドロビンスケジューリング方針に従って全てのアンテナ群にわたって反復される。別の実施形態において、異なるスケジューリング法（すなわち、比例公平スケジューリング［８］）は、誤り率又は収量性能を最適化するためにクラスター選択に使用される。

ラウンドロビン電力割り当てを仮定し、（１４）から
（１５）として、あらゆるＤＩＤＯアンテナに対して平均送信電力を導出し、ここで、ｔ_oは、アンテナ群がアクティブである期間に存在し、Ｔ_MPE＝３０ｍｉｎは、ＦＣＣ指針〔２〕により定義された平均時間に存在する。（１５）の比率は、あらゆるＤＩＤＯアンテナからの平均送信電力がＭＰＥ限度（
）を満たすように定義される群の負荷時間率（ＤＦ）である。負荷時間率は、以下の定義に従ってアクティブクライアントの数、群、及び群当たりのアクティブアンテナの数に依存する（１６）。
電力制御及びアンテナグループ分けを有するＤＩＤＯシステムにおいて得られたＳＮＲ利得（ｄＢ単位）は、
（１７）として負荷時間率の関数として表される。（１７）の利得は、全てのＤＩＤＯアンテナにわたるＧ_dBの更に別の送信電力の代償として達成されることが認められる。一般的に、全てのＮ_g群の全てのＮ_aからの全送信電力は、
（１８）として定義され、ここで、Ｐ_ijは、
（１９）によって示される平均的なアンテナ当たりの送信電力であり、Ｓ_ij（ｔ）は、ｊ番目の群内のｉ番目の送信アンテナの電力スペクトル密度である。一実施形態において、（１９）の電力スペクトル密度は、あらゆるアンテナが誤り率又は収量性能を最適化するように設計される。

提案する方法の性能に関する何らかの直観力が得られるように、ＤＩＤＯシステムで提供される無線インターネットサービスに登録する所定のカバレージエリア及び４００のクライアント内の４００のＤＩＤＯ分散型アンテナを考える。あらゆるインターネット接続は、常時余す所なく利用されることは考えにくい。クライアントの１０％があらゆる所定の時点で無線インターネット接続を能動的に使用すると仮定する。次に、４００個のＤＩＤＯアンテナを各々Ｎ_a＝４０アンテナのＮ_g＝１０個の群に分割することができ、あらゆる群は、負荷時間率ＤＦ＝０．１であらゆる所定の時点でＫ＝４０個のアクティブクライアントにサービスを提供する。この送信方式から生じるＳＮＲ利得は、全てのＤＩＤＯアンテナからの１０ｄＢの更に別の送信電力によって供給されたＧ_dB＝１０ｌｏｇ₁₀（１／ＤＦ）＝１０ｄＢである。しかし、平均的なアンテナ当たりの送信電力は一定であり、かつＭＰＥ限度内であることが認められる。

図２５は、アンテナグループ分けによる以前の電力制御の（符号化されていない）ＳＥＲ性能を米国特許第７，６３６，３８１号明細書の従来の固有モード選択と比較している。全ての方式における各々は、単一のアンテナが装備された４つのクライアントと共にＢＤ事前符号化を使用する。ＳＮＲは、ノイズ電力に対する送信アンテナ当りの電力の比率（すなわち、アンテナ当りの送信ＳＮＲ）を指す。ＤＩＤＯ４ｘ４に示す曲線では、４つの送信アンテナ及びＢＤ事前符号化を仮定する。正方形を有する曲線は、固有モード選択での２つの余分の送信アンテナ及びＢＤでのＳＥＲ性能を示し、従来のＢＤ事前符号化を凌いで１０ｄＢのＳＮＲ利得が得られる（１％のＳＥＲターゲットで）。アンテナグループ分け及びＤＦ＝１／１０による電力制御により、同様に同じＳＥＲで１０ｄＢの利得が得られる。固有モード選択によりダイバーシティ利得のためにＳＥＲ曲線の勾配が変えることが認められ、一方、この電力制御方法は、平均送信電力の増大のために左にＳＥＲ曲線がずれる（同じ勾配を維持しながら）。比較のために、より大きい負荷時間率ＤＦ＝１／５０でのＳＥＲでは、ＤＦ＝１／１０と比較して更に別の７ｄＢの利得が得られることが見出される。

尚、本発明者の電力制御は、従来の固有モード選択方法よりも複雑性が低くなる場合がある。実際には、Ｋ個のチャンネル推定値のみがあらゆる所定の時点で必要とされるように、あらゆる群のアンテナＩＤを予め計算し、ルックアップテーブルを通じてＤＩＤＯアンテナとびクライアント間に共有することができる。固有モード選択に向けて、（Ｋ＋２）個のチャンネル推定値が計算され、全てのクライアントに向けてあらゆる所定の時点でＳＥＲを最小にする固有モードを選択する更に別のコンピュータの処理が必要である。

次に、いくつかの特別なシナリオにおいてＣＳＩフィードバックオーバーヘッドを低減するためにＤＩＤＯアンテナグループ分けを伴う別の方法を説明する。図２６ａは、クライアント（点）が、複数のＤＩＤＯ分散型アンテナ（十字記号）の対象になる１つのエリアにおいてランダムに広がっている１つのシナリオを示している。あらゆる送信−受信無線リンクにわたる平均電力を
（２０）として計算することができ、ここで、Ｈは、ＤＩＤＯ ＢＴＳで利用可能であるチャンネル推定行列である。

図２６ａ〜図２６ｃの行列Ａは、１０００個の事例にわたってチャンネル行列を平均化することによって数値的に得られる。２つの代替シナリオをそれぞれ図２６ｂ及び図２６ｃに示すが、クライアントは、ＤＩＤＯアンテナの部分集合の周りでまとめてグループ分けされ、遠くに位置するＤＩＤＯアンテナから取るに足りない電力を受電する。例えば、図２６ｂは、ブロック対角行列Ａが得られるアンテナの２つの群を示している。１つの極端なシナリオは、あらゆるクライアントが１つの送信機だけに非常に近くにあり、全ての他のＤＩＤＯアンテナからの電力が取るに足りないものになるように送信機が互いから遠く離れる方向にある時のものである。この場合に、ＤＩＤＯリンクは複数のＳＩＳＯリンクにおいて悪化し、Ａは、図２６ｃの場合と同様に対角行列である。

以前の全ての３つのシナリオにおいて、ＢＤ事前符号化では、ＤＩＤＯアンテナとクライアントの間に無線リンクにわたって異なる電力レベルに適合するように動的に事前符号化重みを調整する。しかし、ＤＩＤＯクラスター内の複数の群を識別して、各群内においてのみＤＩＤＯ事前符号化を操作することが有利である。この提案するグループ分け方法は、以下の利点が得られる。
・計算利得：ＤＩＤＯ事前符号化は、クラスター内のあらゆる群内においてのみ計算される。例えば、ＢＤ事前符号化が使用される場合に、特異値分解（ＳＶＤ）は複雑性Ｏ（ｎ³）を有し、ｎは、チャンネル行列Ｈの最小次元である。Ｈをブロック対角行列にすることができる場合に、ＳＶＤが、複雑性が低減されたあらゆるブロックに対して計算される。実際には、ｎ＝ｎ₁＋ｎ₂であるようにチャンネル行列が次元ｎ₁及びｎ₂で２つのブロック行列に分割された場合に、ＳＶＤの複雑性は、Ｏ（ｎ₁³）＋Ｏ（ｎ₂³）＜Ｏ（ｎ³）であるに過ぎない。極端な場合に、Ｈが対角行列である場合に、ＤＩＤＯリンクは複数のＳＩＳＯリンクになり、ＳＶＤ計算は不要である。
・低減されるＣＳＩフィードバックオーバーヘッド：ＤＩＤＯアンテナ及びクライアントが一実施形態において群に分割された時に、ＣＳＩは、同じ群内のみのクライアントからアンテナまで計算される。ＴＤＤシステムは、チャンネル相互関係を仮定することにより、アンテナグループ分けにより、チャンネル行列Ｈを計算すべきチャンネル推定値の数が低減する。ＣＳＩが無線リンク上でフィードバックされるＦＤＤシステムは、アンテナグループ分けにより、ＤＩＤＯアンテナとクライアント間の無線リンクにわたってＣＳＩフィードバックオーバーヘッドの低減が更に得られる。

ＤＩＤＯアップリンクチャンネルの多重アクセス技術
本発明の一実施形態において、異なる多重アクセス技術が、ＤＩＤＯアップリンクチャンネルに対して定義される。これらの技術は、ＣＳＩをフィードバックするか、又はアップリンクでクライアントからＤＩＤＯアンテナにデータストリームを送信するのに使用することができる。これ以降、フィードバックＣＳＩ及びデータストリームをアップリンクストリームと呼ぶ。
・多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）：アップリンクストリームは、オープンループ型ＭＩＭＯ多重化方式を通じてＤＩＤＯアンテナにクライアントから送信される。本方法は、全てのクライアントが時点／周波数同期化されると仮定する。一実施形態において、クライアント間の同期は、ダウンリンクからのトレーニングを通じて達成され、全てのＤＩＤＯアンテナは、同じ時点／周波数基準クロックにロックされると仮定される。尚、異なるクライアントでの遅延広がりの変動により、ＭＩＭＯアップリンク方式の性能に影響を与える可能性がある異なるクライアントのクロック間のジッタが発生する可能性がある。クライアントがＭＩＭＯ多重化方式を通じてアップリンクストリームを送った後に、受信ＤＩＤＯアンテナは、同一チャンネル干渉を除去して個々にアップリンクストリームを復調するために、非線形（すなわち、最大尤度、ＭＬ）又は線形（すなわち、ゼロフォーシング、最小平均二乗誤差）受信機を使用することができる。
・時分割多重アクセス（ＴＤＭＡ）：異なるクライアントは、異なる時間スロットに割り当てられる。あらゆるクライアントは、時間スロットが利用可能な時にアップリンクストリームを送る。
・周波数分割多重アクセス（ＦＤＭＡ）：異なるクライアントは、異なるキャリア周波数に割り当てられる。マルチキャリア（ＯＦＤＭ）システムは、トーンの部分集合は、同時にアップリンクストリームを送信する異なるクライアントに割り当てられ、従って、待ち時間が低減する。
・符号分割多重アクセス（ＣＤＭＡ）：あらゆるクライアントは、異なる擬似乱数に割り当てられ、クライアントにわたる直交性は、コード領域において達成される。

本発明の一実施形態において、クライアントは、ＤＩＤＯアンテナよりも非常に低い電力で送信する無線デバイスである。この場合に、ＤＩＤＯ ＢＴＳは、下位群にわたる干渉が最小にされるようにアップリンクＳＮＲ情報に基づいてクライアント下位群を定義する。あらゆる下位群内で、以前の多重アクセス技術では、時間領域、周波数領域、空間定義域、又はコード領域において直交チャンネルを作成するために使用され、従って、異なるクライアントにわたってアップリンク干渉が回避される。

別の実施形態において、上述のアップリンク多重アクセス技術は、ＤＩＤＯクラスター内の異なるクライアント群を定義するために、前の節に示したアンテナグループ分け方法と組み合わせて使用される。
ＤＩＤＯマルチキャリアシステム内のリンクアダプテーションのシステム及び方法

ＤＩＤＯマルチキャリアシステム内のリンクアダプテーションのシステム及び方法
無線チャンネルの時間、周波数、及び空間選択度を利用するＤＩＤＯシステムのリンクアダプテーション方法は、米国特許第７，６３６，３８１号明細書に定義されている。無線チャンネルの時間／周波数選択度を利用するマルチキャリア（ＯＦＤＭ）ＤＩＤＯシステム内のリンクアダプテーションの本発明の実施形態を以下に説明する。

〔９〕において指数的に減衰する電力遅延プロフィール（ＰＤＰ）又はＳａｌｅｈ−Ｖａｌｅｎｚｕｅｌａモデルに従ってレイリーフェーディングチャンネルのシミュレーションを提供する。簡潔さを期すために、
として定義された多経路ＰＤＰを有する単一のクラスターチャンネルを仮定し、ここで、ｎ＝０…，Ｌ−１）は、チャンネルタップの指数である、Ｌは、チャンネルタップの数であり、
は、チャンネル遅延広がり（σ_DS）に反比例するチャンネル干渉ゾーン域幅の指標であるＰＤＰ指数である。βの低い値により、周波数非選択性チャンネルが得られ、一方、βの高い値により、周波数選択性チャンネルが得られる。（２１）のＰＤＰは、全てのＬチャンネルタップのための全平均電力が単一であるように正規化される（２２）。
図２７は、ＤＩＤＯ ２ｘ２システムに関する遅延領域又は瞬間的なＰＤＰ（上側プロット）及び周波数領域（下側プロット）にわたる低周波数選択性チャンネル（β＝１を仮定する）の振幅を示している。第１の下付き文字つきはクライアントを示し、第２の下付き文字は送信アンテナを示している。高周波数選択チャンネル（β＝０．１で）を図２８に示している。

次に、周波数選択性チャンネルにおけるＤＩＤＯ事前符号化の性能を研究する。（１）内の信号モデルは（２）の条件を満たすと仮定してＢＤを通じたＤＩＤＯ事前符号化重みを計算する。（２）の条件下で、（５）のＤＩＤＯ受信信号モデルを再公式化する（２３）。

ここで、
は、ユーザｋの実効チャンネル行列である。ＤＩＤＯ２ｘ２に対して、クライアント当たりの１本のアンテナで、実効チャンネル行列は、図２９及び図２８の高周波数選択度（例えば、β＝０，１で）を特徴とするチャンネルに対して示す周波数応答で１つの値に低減する。図２９の実線は、クライアント１を指し、一方、点を有する線は、クライアント２を指す。図２９のチャンネル品質メトリックに基づいて、チャンネル状態の変化条件に基づいて、動的にＭＣＳを調整する時間／周波数領域リンクアダプテーション（ＬＡ）方法を定義する。

本発明者は、ＡＷＧＮ及びレイリーフェーディングＳＩＳＯチャンネル内の異なるＭＣＳの性能を評価することによって始める。簡潔さを期すために、ＦＥＣ符号化なしと仮定するが、以下のＬＡ方法をＦＥＣを含むシステムに拡張することができる。

図３０は、異なるＱＡＭ方式（すなわち、４−ＱＡＭ、１６−ＱＡＭ、６４−ＱＡＭ）のＳＥＲを示している。一般性を失わずに、符号化されていないシステムに対して１％のターゲットＳＥＲを仮定する。ＡＷＧＮチャンネルにおいてそのターゲットＳＥＲを満たすべきＳＮＲ閾値は、３つの変調方式に対して、それぞれ、８ｄＢ、１５．５ｄＢ、及び２２ｄＢである。レイリーフェーディングチャンネルでは、以前の変調方式のＳＥＲ性能は、ＡＷＧＮ［１３］よりも不良であることが公知であり、ＳＮＲ閾値は、それぞれ、１８．６ｄＢ、２７．３ｄＢ、及び３４．１ｄＢである。ＤＩＤＯ事前符号化により、マルチユーザダウンリンクチャンネルが１組の平行したＳＩＳＯリンクに変換されることが認められる。従って、ＳＩＳＯシステムに関する図３０の場合と同じＳＮＲ閾値が、クライアント単位でＤＩＤＯシステムに適用される。更に、瞬間的なＬＡが実行される場合に、ＡＷＧＮチャンネル内の閾値が使用される。

ＤＩＤＯシステムに関する提案するＬＡ方法の重要な考え方は、チャンネルがリンク堅牢性が得られるように時間領域又は周波数領域のディープフェード（図２８に示す）を受けた時に低いＭＣＳの次数を使用することである。これに反して、チャンネルが大きい利得を特徴とする時に、ＬＡ方法は、周波数利用効率を増大させるためにより高いＭＣＳの次数にスイッチングする。米国特許第７，６３６，３８１号明細書と比較した本出願の１つの寄与は、アダプテーションを可能にするメトリックとして（２３）及び図２９において実効チャンネル行列を使用することである。

ＬＡ方法の一般的なフレームワークは、図３１に示すが、以下のように定義される。
・ＣＳＩ推定：３１７１で、ＤＩＤＯ ＢＴＳは、全てのユーザからのＣＳＩを計算する。ユーザは、単一の又は複数の受信アンテナを装備することができる。
・ＤＩＤＯ事前符号化：３１７２で、ＢＴＳは全てのユーザに対してＤＩＤＯ事前符号化重みを計算する。一実施形態において、ＢＤは、これらの重みを計算するのに使用される。事前符号化重みは、トーン単位で計算される。
・リンク品質メトリック計算：３１７３で、ＢＴＳは、周波数領域リンク品質メトリックを計算する。ＯＦＤＭシステムにおいて、メトリックはＣＳＩから計算され、ＤＩＤＯ事前符号化重みが、あらゆるトーンに対して計算される。本発明の一実施形態において、リンク品質メトリックは、全てのＯＦＤＭトーンにわたる平均ＳＮＲである。本発明者は、ＬＡ１として本方法を定義する（平均ＳＮＲ性能に基づいて）。別の実施形態において、リンク品質メトリックは、（２３）の実効チャンネルの周波数応答である。本発明者は、周波数ダイバーシティを利用するためにＬＡ２として本方法を定義する（トーン単位の性能に基づいて）。あらゆるクライアントが単一のアンテナを有する場合に、周波数領域実効チャンネルを図２９に示している。クライアントが複数の受信アンテナを有する場合に、リンク品質メトリックは、あらゆるトーンに対して実効チャンネル行列のフロベニウスノルムとして定義される。代替的に、複数のリンク品質メトリックは、（２３）の実効チャンネル行列の特異値としてあらゆるクライアントに対して定義される。
・ビットローディングアルゴリズム：３１７４で、リンク品質メトリックに基づいて、ＢＴＳは、異なるクライアント及び異なるＯＦＤＭトーンに対してＭＣＳを決定する。ＬＡ１方法に向けて、同じＭＣＳが、図３０のレイリーフェーディングチャンネルのＳＮＲ閾値に基づいて全てのクライアント及び全てのＯＦＤＭトーンに使用される。レイリーフェーディングチャンネルＬＡ２に向けて、異なるＭＣＳが、チャンネル周波数ダイバーシティを利用するために異なるＯＦＤＭトーンに割り当てられる。
・事前符号化データ送信：３１７５で、ＢＴＳは、ビットローディングアルゴリズムから導出されたＭＣＳを使用し、ＤＩＤＯ分散型アンテナからクライアントに事前符号化データストリームを送信する。１つのヘッダは、クライアントに異なるトーンに対してＭＣＳを伝えるために事前符号化データに取り付けられる。例えば、８つのＭＣＳが利用可能であり、かつＯＦＤＭ符号がＮ＝６４トーンで定義された場合に、ｌｏｇ₂（８）^*Ｎ＝１９２ビットが、いずれかのクライアントに現在のＭＣＳを伝えるのに必要とされる。４−ＱＡＭ（２ビット／符号周波数利用効率）がそれらのビットを符号にマップするのに使用されると仮定し、１９２／２／Ｎ＝１．５ＯＦＤＭ符号のみが、ＭＣＳ情報をマップするのに必要とされる。別の実施形態において、複数のサブキャリア（又はＯＦＤＭトーン）が、サブバンドにグループ分けされ、同じＭＣＳが、制御情報によるオーバヘッドを低減するために同じサブバンド内の全てのトーンに割り当てられる。更に、ＭＣは、チャンネル利得（干渉時間に比例）の時間的変動に基づいて調整される。固定無線チャンネル（低いドップラー効果を特徴とする）において、ＭＣがチャンネル干渉時間の小部分毎に再計算され、従って、制御情報に必要とされるオーバヘッドが低減される。

図３２は、上述のＬＡ方法のＳＥＲ性能を示している。比較のために、レイリーフェーディングチャンネル内のＳＥＲ性能は、使用された３つのＱＡＭ方式の各々に対してプロットされている。ＬＡ２方法は、周波数領域内の実効チャンネルの変動にＭＣＳを適合させ、従って、ＬＡ１と比較し、低いＳＮＲに対して周波数利用効率において１．８ｂｐｓ／Ｈｚの利得（すなわち、ＳＮＲ＝２０ｄＢ）、ＳＮＲにおいて１５ｄＢ利得（ＳＮＲ＞３５ｄＢに向けて）が得られる。

マルチキャリアシステム内のＤＩＤＯ事前符号化補間のシステム及び方法
ＤＩＤＯシステムの計算の複雑性は、殆どは集中型プロセッサ又はＢＴＳに局在化される。最も計算機的に高価な作業は、ＣＳＩからの全てのクライアントに関する事前符号化重みの計算である。ＢＤ事前符号化が使用させた時に、ＢＴＳは、システム内のクライアントの同数の特異値分解（ＳＶＤ）作業を実行する必要がある。複雑性を低減する方法は、ＳＶＤがあらゆるクライアントに対して別々のプロセッサの上で計算される並列化された処理によるものである。

マルチキャリアＤＩＤＯシステムにおいて、各サブキャリアは、平坦フェーディングに受け、ＳＶＤが、あらゆるサブキャリアにわたってあらゆるクライアントに対して実行される。明らかに、システムの複雑性は、サブキャリアの数と共に線形に増加する。例えば、１ＭＨｚの信号帯域幅を有するＯＦＤＭシステムでは、循環プレフィックス（Ｌ₀）は、大きい遅延広がり［３］を有する屋外の都市マクロセル環境において符号間干渉を回避するために少なくとも８つのチャンネルタップ（すなわち、８マイクロ秒の持続時間）がなければならない。ＯＦＤＭ符号を生成するのに使用される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）のサイズ（Ｎ_FFT）は、典型的には、データ転送速度の減量を低減するためにＬ₀の倍数に設定される。Ｎ_FFT＝６４である場合に、システムの有効周波数利用効率は、係数Ｎ_FFT／（Ｎ_FFT＋Ｌ₀）＝８９％により制限される。Ｎ_FFTの値が増大するほど、ＤＩＤＯ前置符号化器でのより高い計算の複雑性の代償として、高い周波数利用効率が得られる。

ＤＩＤＯ前置符号化器で計算の複雑性を低減する方法は、トーンの部分集合（パイロットトーンと呼ぶ）にわたってＳＶＤ作業を実行し、補間を通じて残りのトーンに対して事前符号化重みを導出することである。重み補間は、結果としてクライアント間干渉が発生する１つの誤差ファクタである。一実施形態において、最適重み補間法が、クライアント間干渉を低減するために使用され、誤り率性能が改善し、マルチキャリアシステム内の計算の複雑性が低減する。Ｍ個の送信アンテナ、Ｕ人のクライアント、及びクライアント当たりのＮ個の受信アンテナを有するＤＩＤＯシステムでは、他のクライアントｕに対する０干渉を保証するｋ番目のクライアント（Ｗ_k）の事前符号化重みの条件は、
（２４）として（２）から導出され、ここで、
は、システム内の他のＤＩＤＯクライアントに対応するチャンネル行列である。

本発明の一実施形態において、重み補間法の目的関数は、
（２５）として定義され、ここで、
は、ユーザｋに向けて最適化すべき１組のパラメータであり、
は、重み補間行列であり、
は、行列のフロベニウスノルムを示している。最適化問題は、
（２６）として公式化され、ここで、
は、最適化問題の実現可能集合であり、
は、最適解である。

（２５）内の目的関数が、１つのＯＦＤＭトーンに対して定義される。本発明の別の実施形態において、目的関数は、補間すべき全てのＯＦＤＭトーンに対して行列の（２５）のフロベニウスノルムの線形結合として定義される。別の実施形態において、ＯＦＤＭスペクトルは、トーンの部分集合に分割され、最適解は、
（２７）によって与えられ、ここで、ｎは、ＯＦＤＭトーン指数であり、Ａは、トーンの部分集合である。

（２５）の重み補間行列
は、１組のパラメータ
の関数として表される。最適な１組が（２６）又は（２７）に従って決定された状態で、最適重み行列が計算される。本発明の一実施形態において、所定のＯＦＤＭトーンｎの重み補間行列は、パイロットトーンの重み行列の線形結合として定義される。単一のクライアントを有するビームパルスフォーミングシステムの重み補間関数の一例は、〔１１〕において定義されている。ＤＩＤＯマルチクライアントシステムでは、本発明者は、重み補間行列を
（２８）として書き、０≦ｌ≦（Ｌ₀−１）であり、Ｌ₀はパイロットトーンの数であり、
として
である。（２８）の重み行列は、次に、あらゆるアンテナからの単一電力送信を保証するために
であるように正規化される。Ｎ＝１（クライアント当たりの単一の受信アンテナ）である場合に、（２８）の行列は、そのノルムに関して正規化されるベクトルになる。本発明の一実施形態において、パイロットトーンは、ＯＦＤＭトーンの範囲で均一に選択される。別の実施形態において、パイロットトーンは、補間エラーを最小にするためにＣＳＩに基づいて適応的に選択される。

本発明者は、本特許出願の提案するシステム及び方法に対する〔１１〕のシステム及び方法の重要な差は、目的関数であることを認めている。特に、〔１１〕のシステムは、複数の送信アンテナ及び単一のクライアントを仮定し、従って、関連の方法は、クライアントに対して受信ＳＮＲを最大にするためにチャンネルによる事前符号化重みの積を最大にするように設計される。しかし、この方法は、マルチクライアントシナリオでは機能せず、その理由は、補間誤差によるクライアント間干渉が発生するからである。これとは対照的に、本出願の方法は、クライアント間干渉を最小にするように設計され、従って、全てのクライアントに対して誤り率性能が改善する。

図３３は、Ｎ_FFT＝６４及びＬ₀＝８でのＤＩＤＯ２ｘ２システムに関するＯＦＤＭトーン指数の関数としての（２８）での行列の入力を示している。チャンネルＰＤＰは、β＝１で（２１）のモデルに従って生成され、チャンネルは、８つのチャンネルタップのみから構成される。Ｌ₀は、チャンネルタップの数よりも大きいように選択すべきであることが認められる。図３３内の実線は、理想的な関数を表し、一方、点線は、補間された関数である。補間された重みは、（２８）の定義に従ってパイロットトーンの理想的な重みに適合する。残りのトーンにわたって計算された重みは、推定誤差のために理想的な場合だけに近似する。

重み補間法を実行する方法は、（２６）において実現可能集合
にわたる全数探索を通じたものである。探索の複雑性を低減するために、範囲［０、２π］において均一にＰ個の値に実現可能集合を量子化する。図３４は、Ｌ₀＝８、Ｍ＝Ｎ_t＝２の送信アンテナ及び変数のＰに関するＳＮＲ対ＳＥＲを示している。量子化レベルの数が増加する時に、ＳＥＲ性能が改善する。事例Ｐ＝１０は、探索件数の減少のために計算の複雑性が遥かに下回るようにＰ＝１００の性能に接近することが認められる。

図３５は、異なるＤＩＤＯ次数及びＬ₀＝１６の補間法のＳＥＲ性能を示している。クライアントの数は、送信アンテナの数と同じであり、あらゆるクライアントは、単一のアンテナを装備すると仮定する。クライアントの数が増加する時に、ＳＥＲ性能は、重み補間誤差によって生成されたクライアント間干渉の増加のために低下する。

本発明の別の実施形態において、（２８）のもの以外の重み補間関数が使用される。例えば、線形予想自己回帰モデル［１２］は、チャンネル周波数相関の推定に基づいて異なるＯＦＤＭトーンにわたって重みを補間するのに使用することができる。

参考文献

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［２２］Ｍ．Ｓｃｈｕｂｅｒｔ他著「「結合」ダーティーペーパー事前符号化及びダウンリンクビームパルスフォーミング」、第２巻、５３６〜５４０頁、２００２年１２月。

［２３］Ｈ．Ｂｏｃｈｅ他著「アップリンク及びダウンリンクビームパルスフォーミングの一般二重性理論」、第１巻、８７〜９１頁、２００２年１２月。

［２４］Ｋ．Ｋ．Ｗｏｎｇ、Ｒ．Ｄ．Ｍｕｒｃｈ、Ｋ．Ｂ．Ｌｅｔａｉｅｆ共著「マルチユーザＭＩＭＯアンテナシステムのための同時チャンネル直交化」、無線通信に関するＩＥＥＥ論文集、第２巻、７７３〜７８６頁、２００３年７月。

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ＩＩ．本出願の開示
他のユーザに対する干渉を抑止しながら所定のユーザとの無線リンクを作成するために協働して作動する複数の分散型送信アンテナを使用する無線高周波（ＲＦ）通信システム及び方法を以下に説明する。異なる送信アンテナにわたる調整が、ユーザクラスター化を通じて可能にされる。ユーザクラスターは、信号が確実に所定のユーザによって検出することができる送信アンテナ（すなわち、ノイズ又は干渉レベルよりも大きい受信信号強度）の部分集合である。システム内のあらゆるユーザが、自分のユーザクラスターを定義する。同じユーザクラスター内の送信アンテナによって送られた波形は、ターゲットユーザのロケーションでＲＦエネルギをそれらのアンテナにより到達可能なあらゆる他のユーザのロケーションでゼロＲＦ干渉の点を作成するためにコヒーレントに結合される。
でそれらのＭ個のアンテナにより到達可能な１人のユーザクラスター及びＫ人のユーザ内のＭ個の送信アンテナを有するシステムを考える。送信機は、Ｍ個の送信アンテナとＫ人のユーザ間のＣＳＩ（
）を認識していると仮定する。簡潔さを期すために、あらゆるユーザは、単一のアンテナが装備されていると仮定するが、同じ方法をユーザ当たり複数の受信アンテナに拡張することができる。
としてＭ個の送信アンテナからＫ人のユーザまでのチャンネルベクトル（
）を結合することによって得られるチャンネル行列Ｈを考える。ユーザｋに対してＲＦエネルギ、全ての他のＫ−１ユーザに対してゼロＲＦエネルギを作成する事前符号化重み（
）を以下の条件：
を満たすように計算し、ここで、
は、行列Ｈのｋ番目の横列を除去することによって得られるユーザｋの実効チャンネル行列であり、
は、全てのゼロ入力を有するベクトルである。

一実施形態において、無線システムは、ＤＩＤＯシステムであり、ユーザクラスター化は、ユーザクラスター内にあるアンテナにより到達可能なあらゆる他のユーザに対する干渉を事前に相殺しながら、ターゲットユーザとの無線通信リンクを作成するために使用される。米国特許出願出願番号第１２／６３０，６２７号明細書において、以下を含むＤＩＤＯシステムが説明されている。
・ＤＩＤＯクライアント：１つ又は複数のアンテナを装備したユーザ端末。
・ＤＩＤＯ分散型アンテナ：複数のユーザに事前符号化データストリームを送信するために協働して作動し、従って、ユーザ間干渉が抑止される送受信機基地局。
・ＤＩＤＯ基地送受信機局（ＢＴＳ）：ＤＩＤＯ分散型アンテナに事前符号化された波形を生成する集中型プロセッサ。
・ＤＩＤＯ基地局ネットワーク（ＢＳＮ）：ＤＩＤＯ分散型アンテナに又は他のＢＴＳにＢＴＳを接続する有線バックホール。ＤＩＤＯ分散型アンテナは、ＢＴＳ又はＤＩＤＯクライアントのロケーションに対する空間分布に基づいて異なる部分集合にグループ分けされる。図３６に示すように、３つのタイプのクラスターを定義する。
・スーパークラスター３６４０：全てのＢＴＳとそれぞれのユーザ間の往復待ち時間がＤＩＤＯ事前符号化ループの制約内であるように、１つ又は複数のＢＴＳに接続したＤＩＤＯ分散型アンテナの組である。
・ＤＩＤＯクラスター３６４１：同じＢＴＳに接続したＤＩＤＯ分散型アンテナの組であり、スーパークラスターが１つのＢＴＳのみを含む時に、その定義はＤＩＤＯクラスターと一致する。
・ユーザクラスター３６４２：所定のユーザに協働で事前符号化データを送信するＤＩＤＯ分散型アンテナの組である。

例えば、ＢＴＳは、ＢＳＮを通じて他のＢＴＳ及びＤＩＤＯ分散型アンテナに接続したローカルハブである。ＢＳＮは、デジタル加入者回線（ＤＳＬ）、ＡＤＳＬ、ＶＤＳＬ［６］、ケーブルモデム、ファイバリング、Ｔ１線、光同軸混成（ＨＦＣ）ネットワーク、及び／又は固定無線（例えば、ＷｉＦｉ）を含むがこれらに限定されない様々なネットワーク技術で構成することができる。同じスーパークラスター内の全てのＢＴＳは、往復待ち時間がＤＩＤＯ事前符号化ループ内であるように、ＢＳＮを通じてＤＩＤＯ事前符号化に関する情報を共有する。

図３７では、点はＤＩＤＯ分散型アンテナを示し、十字記号はユーザであり、破線は、それぞれ、ユーザＵ１及びＵ８のユーザクラスターを示している。以下に説明する方法は、ユーザクラスターの内側又は外側のあらゆる他のユーザ（Ｕ２−Ｕ８）に対してゼロＲＦエネルギの点を作成しながらターゲットユーザＵ１との通信リンクを作成するように設計される。

本発明者は、ゼロＲＦエネルギの点がＤＩＤＯクラスターとの間の重なり合うゾーンの干渉を除去するために作成される類似の方法を〔５〕で提案した。余分のアンテナが、クラスター間干渉を抑止しながらＤＩＤＯクラスター内のクライアントに信号を送信するのに必要とされている。本出願において提案する方法の実施形態においては、ＤＩＤＯクラスター間干渉を除去しようとはせず、むしろ、クラスターは、クライアント（すなわち、ユーザクラスター）と結びついて、干渉がその隣接内のあらゆる他のクライアントに対して生成されない（又は干渉は取るに足りない）ことを保証すると仮定する。

提案する方法に関連の１つの考え方は、大きい伝播損失のために、ユーザクラスターから十分に遠いユーザは、送信アンテナからの放射線による影響を受けていないことである。ユーザクラスターに近いか又はユーザクラスター内のユーザは、事前符号化のために干渉のない信号を受信する。更に、条件
が満たされるように、更に別の送信アンテナをユーザクラスターに追加することができる（図３７に示すように）。

ユーザクラスター化を使用する方法の実施形態は、以下の段階から構成される。
ａ．リンク品質測定：あらゆるＤＩＤＯ分散型アンテナ及びあらゆるユーザとの間のリンク品質をＢＴＳに報告する。リンク品質は、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）又は信号対干渉ノイズ比（ＳＩＮＲ）から構成される。一実施形態において、ＤＩＤＯ分散型アンテナは、トレーニング信号を送信し、ユーザは、そのトレーニングに基づいて受信信号品質を推定する。トレーニング信号は、ユーザが異なる送信機にわたって区別することができるように時間領域、周波数領域、又はコード領域において直交であるように設計される。代替的に、ＤＩＤＯアンテナは、１つの所定の周波数（すなわち、ビーコンチャンネル）で狭帯域信号（すなわち、単一のトーン）を送信し、ユーザは、そのビーコン信号に基づいてリンク品質を推定する。１つの閾値は、図３８ａに示すように無事にデータを復調するようにノイズレベルよりも大きい最小限の信号振幅（又は電力）として定義される。この閾値よりも小さいあらゆるリンク品質メトリック値は、ゼロであるように仮定される。リンク品質メトリックは、有限数のビットにわたって量子化され、送信機にフィードバックされる。異なる実施形態において、トレーニング信号又はビーコンは、ユーザから送られて、リンク品質が、アップリンク（ＵＬ）とダウンリンク（ＤＬ）伝播損失間の相互関係を仮定してＤＩＤＯ送信アンテナ（図３８ｂの場合と同様に）で推定される。尚、伝播損失相互関係は、ＵＬ及びＤＬ周波数帯域が比較的近い時に、時分割複信（ＴＤＤ）システム及び周波数分割複信（ＦＤＤ）システムでは現実的な仮定である（ＵＬ及びＤＬのチャンネルが同じ周波数である状態で）。リンク品質メトリックに関する情報は、図３７に示すように、全てＢＴＳが異なるＤＩＤＯクラスターにわたってあらゆるアンテナ／ユーザの対間にリンク品質を認識するようにＢＳＮを通じて異なるＢＴＳにわたって共有される。
ｂ．ユーザクラスターの定義：ＤＩＤＯクラスター内の全ての無線リンクのリンク品質メトリックは、ＢＳＮを通じて全てのＢＴＳにわたって共有されるリンク品質行列への入力である。図３７のシナリオのリンク品質行列の一例を図３９に示している。リンク品質行列は、ユーザクラスターを定義するのに使用される。例えば、図３９は、ユーザＵ８に関するユーザクラスターの選択を示している。ユーザＵ８に対する非ゼロリンク品質メトリック（すなわち、アクティブ送信機）を有する送信機の部分集合がまず識別される。これらの送信機は、ユーザＵ８のユーザクラスターをポピュレートする。次に、他のユーザへのユーザクラスター内の送信機からの非ゼロ入力を含む部分行列が選択される。尚、リンク品質メトリックは、ユーザクラスターを選択するためにのみ使用されるので、２ビットのみで量子化することができ（すなわち、図３８において閾値よりも大きいか又は下回る状態を識別するために）、従って、フィードバックオーバーヘッドが低減される。

別の例をユーザＵ１に対して図４０に示している。この場合に、アクティブ送信機の数は、部分行列においてユーザの数より低く、従って、条件に違反するものである。従って、１つ又はそれよりも多くの列がその条件を満たすために部分行列に追加される。送信機の数がユーザの数よりも大きい場合に、余分のアンテナをダイバーシティ方式（すなわち、アンテナ又は固有モード選択）に使用することができる。

更に別の例をユーザＵ４に対して図４１に示している。部分行列を２つの部分行列の組合せとして取得することができることが認められる。
ｃ．ＢＴＳへのＣＳＩ報告：ユーザクラスターが選択されると、ユーザクラスター内の全ての送信機からそれらの送信機が到達するあらゆるユーザへのＣＳＩが、全てのＢＴＳに対して利用可能にされる。ＣＳＩ情報は、ＢＳＮを通じて全てのＢＴＳにわたって共有される。ＴＤＤシステムは、ＵＬ／ＤＬチャンネル相互関係を利用し、ＵＬチャンネルでＣＳＩをトレーニングから導出することができる。フィードバック量を低減するために、ＦＤＤシステムは、全てのユーザからのＢＴＳへのフィードバックチャンネルが必要である。リンク品質行列の非ゼロ入力に対応するＣＳＩだけがフィードバックされる。
ｄ．ＤＩＤＯ事前符号化：最後に、ＤＩＤＯ事前符号化は、異なるユーザにサービスを提供する部分行列がクラスター化されるあらゆるＣＳＩに適用される（例えば、関連の米国特許出願に説明されているように）。一実施形態において、実効チャンネル行列
の特異値分解（ＳＶＤ）が計算され、かつユーザｋの事前符号化重み
が、
のヌル部分空間に対応する右特異ベクトルとして定義される。代替的に、Ｍ＞Ｋであり、かつＳＶＤが
として実効チャンネル行列を分解する場合に、ユーザｋのＤＩＤＯ事前符号化重みが、以下によって示される
ここで、
は、
のヌル部分空間の特異ベクトルである列を有する行列である。基本的な線形代数による考察から、行列
のヌル部分空間内の右特異ベクトルは、ゼロ固有値に対応するＣの固有ベクトルに等しい。
ここで、実効チャンネル行列は、ＳＶＤに従って
として分解されることが認められる。次に、
のＳＶＤの計算の１つの代案は、Ｃの固有値分解を計算することである。べき乗法のような固有値分解を計算するいくつかの方法がある。Ｃのヌル部分空間に対応する固有ベクトルにのみ興味があるので、反復により説明された逆べき乗法を使用する。
ここで、第１の反復でのベクトル（ｕ_i）は、ランダムベクトルである。ヌル部分空間の固有値（λ）が既知（すなわち、ゼロ）であることを考慮すると、逆べき乗法では、収束すべき反復は１回しか必要なく、従って、計算の複雑性が低減される。次に、
として事前符号化重みベクトルを書き、ここで、
は、１に等しい真の入力を有するベクトルである（すなわち、事前符号化重みベクトルは、
の列の合計である）。ＤＩＤＯ事前符号化計算には、必要とされる行列反転は１回である。シュトラッセンのアルゴリズム〔１〕又はＣｏｐｐｅｒｓｍｉｔｈ−Ｗｉｎｏｇｒａｄのアルゴリズム［２，３］のような行列反転の複雑性を低減するいくつかの数値解法がある。Ｃは本質的にエルミート行列であるので、代替解決法は、［４、節１１．４］の方法に従って実数部及び虚数部においてＣを分解して実行列の行列反転を計算することである。

提案する方法及びシステムの別の特徴は、再構成可能度である。クライアントが図４２において異なるＤＩＤＯクラスターを横切る時に、ユーザクラスターはその動きに追随する。換言することは、送信アンテナの部分集合は、クライアントが位置を変えると、絶えず更新され、実効チャンネル行列（及び対応する事前符号化重み）が再計算される。

本明細書で提案する方法は、図３６においてスーパークラスター内で機能し、その理由は、ＢＳＮを通じたＢＴＳ間のリンクは、低待ち時間でなければならないからである。異なるスーパークラスターの重なり合うゾーンの干渉を抑止するために、ＤＩＤＯクラスターとの間の干渉ゾーンにおいてゼロＲＦエネルギの点を作成するために余分のアンテナを使用する〔５〕の方法を使用することができる。

用語「ユーザ」及び「クライアント」は、本明細書で交換可能に使用されることに注意すべきである。

参考文献
［１］Ｓ．Ｒｏｂｉｎｓｏｎ著「行列乗算の最適アルゴリズムに向けて」、ＳＩＡＭニュース、第３８巻、第９号、２００５年１１月。

［２］Ｄ．Ｃｏｐｐｅｒｓｍｉｔｈ及びＳ．Ｗｉｎｏｇｒａｄ共著「等差数列を通じた行列乗算」、Ｊ．Ｓｙｍｂ．Ｃｏｍｐ．第９巻、２５１〜２８０頁、１９９０年。

［３］Ｈ．Ｃｏｈｎ、Ｒ．Ｋｌｅｉｎｂｅｒｇ、Ｂ．Ｓｚｅｇｅｄｙ、Ｃ．Ｕｍａｎｓ共著「行列乗算の集団理論アルゴリズム」、３７９〜３８８頁、２００５年１１月。

［４］Ｗ．Ｈ．Ｐｒｅｓｓ、ｓ．ａ．Ｔｅｕｋｏｌｓｋｙ、Ｗ．Ｔ．Ｖｅｔｔｅｒｌｉｎｇ、Ｂ．Ｐ．Ｆｌａｎｎｅｒｙ共著「Ｃの数値計算レシピ：科学技術計算技術」、ケンブリッジ大学出版部、１９９２年。

［５］Ａ．Ｆｏｒｅｎｚａ及びＳ．Ｇ．Ｐｅｒｌｍａｎ共著「干渉管理、ハンドオフ、電力制御、及び分散入力分散出力（ＤＩＤＯ）通信システム内のリンクアダプテーション」という名称の２０１０年６月１６日出願の米国特許出願出願番号第１２／８０２，９８８号明細書。

［６］Ｐｅｒ−Ｅｒｉｋ Ｅｒｉｋｓｓｏｎ及びＢｊｏｒｎ Ｏｄｅｎｈａｍｍａｒ共著「ＶＤＳＬ２：次期重要広帯域技術」、Ｅｒｉｃｓｓｏｎレビュー第１号、１、２００６年。

本発明の実施形態は、上述のような様々な段階を含むことができる。これらの段階は、汎用又は専用プロセッサにある一定の段階を行わせる機械実行可能命令で実施することができる。例えば、基地局／ＡＰ内の様々な構成要素及び上述のクライアントデバイスは、汎用又は専用プロセッサの上で実行されるソフトウエアとして実施することができる。本発明の関連する面を不明瞭にすることを回避するために、コンピュータメモリ、ハードドライブ、入力デバイスのような様々な公知のパーソナルコンピュータ構成要素は図から割愛した。

代替的に、一実施形態において、本明細書に示す様々な機能モジュール及び関連の段階は、特定用途向け集積回路（「ＡＳＩＣ」）のような段階を実行するハードワイヤード論理を含む所定のハードウエア構成要素により、又はプログラムされたコンピュータ構成要素及びカスタムハードウエア構成要素のあらゆる組合せによって実行することができる。

一実施形態において、上述の符号化、変調、及び信号処理論理回路９０３のような所定のモジュールは、テキサスインストルメンツのＴＭＳ３２０ｘアーキテクチャを使用して（例えば、ＴＭＳ３２０Ｃ６０００、ＴＭＳ３２０Ｃ５０００．．．のような）ＤＳＰのようなプログラマブルデジタル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）（又はＤＳＰの群）上で実行することができる。この実施形態におけるＤＳＰは、例えば、ＰＣＩカードのようなパーソナルコンピュータへの添加カード内に埋め込むことができる。言うまでもなく、依然として本発明の根本的な原理を遵守しながら様々な異なるＤＳＰアーキテクチャを使用することができる。

本発明の様々な実施形態は、機械実行可能命令を格納する機械可読媒体として提供することができる。機械可読媒体は、フラッシュメモリ、光ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ ＲＯＭ、ＲＡＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、磁気カード又は光学カード、又は電子命令の格納に適するあらゆる他のタイプの機械可読媒体を含むことができるがこれらに限定されない。例えば、本発明は、通信リンク（例えば、モデム又はネットワーク接続）を通じてキャリア又は他の伝播媒体内で実施されるデータ信号として、リモートコンピュータ（例えば、サーバ）から要求側コンピュータ（例えば、クライアント）に転送することができるコンピュータプログラム製品としてダウンロードすることができる。

以上の説明を通じて、解説を目的として本発明を完全に理解することができるように多くの詳細を示した。しかし、これらの特定の詳細の一部がなくてもシステム及び方法を実施することができることは当業者には明らかであろう。従って、本発明の範囲及び精神は、特許請求の範囲に関連して判断すべきである。

更に、以上の説明を通じて、本発明をより完全に理解することができるように多くの文献を引用した。これらの引用文献の全ては、その引用により本出願に組み込まれている。

【符号の説明】

【0208】

【図1】

【図2】

【図3】

【図4】

【図5】

【図6】

【図7】

【図8】

【図9】

【図10】

【図11】

【図12】

【図13】

【図14】

【図15】

【図16】

【図17】

【図18】

【図19】

【図20a】

【図20b】

【図21a】

【図21b】

【図22a】

【図22b】

【図23】

【図24】

【図25】

【図26a】

【図26b】

【図26c】

【図27】

【図28】

【図29】

【図30】

【図31】

【図32】

【図33】

【図34】

【図35】

【図36】

【図37】

【図38a】

【図38b】

【図39】

【図40】

【図41】

【図42】